+
-
-X(t) V(n)
Do(t)
1 1
sT
F(z) G(z)
sT
r(t)
y (t)
1y (t)
2Filtre
semi-numerique
r(t), sans filtre
numerique
[F(z)=G(z)=1]
r(t), avec filtre
numerique
[type: FIR]
1-bit
Fig. 3.30 Solution proposé an de réduire l'eet de gigue d'horloge par un ltrage Semi-FIR sur le signal
de rebouclage a)position du ltre, b)un exemple defonctionement de ltre.
La dernière solution, qui est présentée dans les références [25,26], tente de tirer bénéce de la fonction
de transfert des guide d'ondes, par exemple, celle des "Transmission-line". Une telle fonction de
transfert a des caractéristiques similaire aux circuits à capacités commutées SC. Cette solution n'entre
pas dans le cadre de notre étude parce que, les éléments des guides d'ondes ne sont pas compatibles
avec la technologie actuelle CMOS, de plus ils sont utiles pour des signaux au-delà du Giga-Hertz.
On peut trouver plus de détails dans les références données.
3.7 Retard de la boucle
Chacun des blocs du modulateur Σ∆ peut en pratique produire un retard qui dépend de la
structure et de la technologie. La tolérance du système vis à vis du retard dépend de sa valeur relative
par rapport à la période d'échantillonnage. L'ensemble du retard de boucle doit être considéré dès
l'étape de conception du modulateur [107]. En général, le retard du quanticateur et le retard du
CNA constituent la bonne partie du retard de la boucle. La somme de ces deux retards peut être
examinée comme un retard unique nommée "ELD, Excess Loop Delay" [3236, 99, 107]. Un retard
inférieur à une demi période d'échantillonnage ne pose pas de problèmes dans un modulateur discret.
Cependant, la performance d'un modulateur à temps continu est très sensible au retard des éléments
dans la boucle. L'ELD contribue à l'augmentation du niveau de bruit dans la bande ainsi que de
l'instabilité de la boucle. Un retard comparable à une période d'échantillonnage peut potentiellement
introduire un pôle supplémentaire pour la boucle, et par conséquent, un modulateur théoriquement
stable peut devenir instable.
Il existe deux méthodes de compensation du retard dans un modulateur à temps continu. Dans la
première solution présentée dans [34], le modulateur utilise deux chemins de rebouclage ayant une
demi-période de décalage comme sur la gure 3.31-a. An d'obtenir un modulateur CT équivalant à
Fig. 3.31 Solutions proposées an de réduire l'eet de retard dans la boucle d'un modulateur CT : a)
rebouclage multiple [34], b) rebouclage rapide [30]
celui DT, les coecients de la boucle sont ajustés en tenant compte des valeurs des retards. Cette
solution présente deux faiblesses. D'abord, la structure devient complexe et elle a besoin de deux
séries de CNA appariés, ce qui est dicile à mettre en ÷uvre en pratique. Deuxièmement, comme on
l'a dit auparavant, l'eet de la gigue d'horloge est plus important dans une structure à rebouclage
multiple (qui sont souvent en mode RZ).
La meilleure solution [30], qui est utilisée dans plusieurs réalisations, consiste à utiliser un rebouclage
entre la sortie du CNA et l'entrée du quanticateur comme le montre l'exemple de la gure
3.31-b [36,50,51,99,107]. Dans cette solution, ni l'eet de gigue ni le défaut d'appariement entre les CNA
ne pose de problèmes. Pour plus de détails, on peut se répondre aux références [24,29].
3.8 Conclusion
Nous venons de décrire dans ce chapitre les diérences sources d'erreur dans un modulateurΣ∆.
Elles sont nombreuses et réparties dans la structure du modulateur. Nous avons analysé séparément
l'inuence de chacune de ces sources, puis nous avons donnée un calcul analytique, plus ou moins
approximatif, pour la résolution maximale en tenant compte de chacune des sources d'erreur. De plus,
nous avons discuté des diérentes solutions possibles pour réduire l'inuence de ces erreurs.
Un modulateur monobit a besoin d'unOSRélevé et soure ainsi de l'eet de la gigue d'horloge et de
la non linéarité des AOP, alors qu'un modulateur multibit n'apporte pas d'amélioration si les cellules
du CNA ne seront pas appariées.
Le tableau 3.1 récapitule les caractéristiques recherchées sur chaque bloc. Les divers points que nous
Tab. 3.1 Eets de la non idéalité des blocs du modulateurΣ∆
sur ses performance comme : "f
e" - "EN OB ouSN DR" - "SF DR"
Bloc Non idealité Eets en DT Eets en CT Solutions
•bruit thermique f
e⇓ - EN OB⇓ -
-SAH •gigue f
e⇓ - EN OB⇓ -
-SF DR⇓ -
-•C,R-parasites f
e⇓ - EN OB⇓ -
-•consommation ⇑ -
-•retard f
e⇓ -
-•bruit thermique - EN OB ↓ - EN OB ↓
-•précision-absolu - EN OB ⇓
-ltre •précision-relative EN OB ⇓
-(RLC) •consommation ⇑ ⇓
-(OTA) •BW f
e⇓ - SF DR⇓
•stabilité ⇓ L>2 ⇓⇓ L>2 multibit
•t
on+t
of f- f
e⇓ - SF DR⇓ ping-pong
•gigue -
-CAN •gain du comp. - f
e↓ - EN OB ↓- SF DR↓
•c-parasite - f
e↓
-•hystéries - f
e⇓⇓ - SF DR⇓ ping-pong
•appariement (R
i) -
-•oset EN OB ↓ EN OB ↓
-•consommation ↑ ↑
-•appariement-(α
i) EN OB ⇓⇓- EN OB ⇓⇓- SF DR⇓⇓ DEM
SF DR⇓⇓
•impédance EN OB ↓
-•t
on+t
of f- f
e↓ - EN OB ↓- SF DR⇓ mode RZ
CNA •gigue EN OB ⇓⇓- SF DR⇓ multibit-NRZ
•CFT - EN OB ⇓- SF DR⇓ SRD, T.fantôme
•glitch - EN OB ⇓- SF DR⇓ mode RZ
•consommation - ↑
avons présentés dans ce chapitre ont eu pour but de décrire les blocs les plus sensibles d'un modulateur
est obligé d'employer une quantication multibit ainsi qu'un rebouclage multibit. Par conséquent,
les erreurs dominantes proviennent des aspects pratiques du CNA multibit dont les plus importants
sont : l'appariement des cellules, les glitchs, les temps de transitions non équilibrés et l'eet de la gigue
d'horloge comme le montre le tableau 3.1. Les deux chapitres suivants présenteront des solutions pour
limiter l'eet d'appariement des cellules du CNA. An de limiter les erreur dynamiques, certaines
techniques de conception de circuit seront proposées au chapitre d'après.
Chapitre 4
Méthodes d'appariement dynamique de
composantes dans un CNA multibit
(DEM )
4.1 Introduction
Dans le chapitre précédent, nous avons présenté les diérentes sources d'erreurs présentes dans
les modulateurs ∆Σ multibits. L'une des erreurs les plus importantes est introduite par les défauts
d'appariement entre les cellules du CNA. Avec les technologies intégrées actuelles, sans méthode de
correction, les avantages des modulateurs multibits vus à la section 2.3.9, sont compensés par l'eet
de ces erreurs, qui ne peuvent ainsi être meilleurs que leurs concurrents monobits. Dans ce chapitre
nous allons étudier diérentes méthodes de correction des défauts d'appariement applicables aux
CNA thermométriques.
Ces méthodes sont classées en trois catégories :
1. ajustement physique des composant désappariés, par exemple : "laser trimming",
2. étalonnage "calibration" et la correction numérique,
3. méthode d'appariement dynamique de composantes ou réarrangement dynamique
d'intercon-nexions de composants, "Dynamic element matching", DEM
Chacun de ces types de méthodes possède des particularités diérentes, comme leur précision, leur
coût, leur vitesse, leur consommation, leur abilité contre le vieillissement des composants, etc. Après
une présentation générale des CNA thermométriques, nous nous sommes limités à la troisième
catégo-rie, c'est à dire la DEM. Cette stratégie de correction, pour laquelle plusieurs méthodes de réalisation
ont été proposées, est actuellement la plus utilisée dans le cas des convertisseurs de type sigma delta
suréchantillonnés. Dans un premier temps, les algorithmes de DEM seront présentés en mettant
l'ac-cent sur leurs avantages et leurs faiblesses. Ensuite, les aspects complémentaires de chaque méthode
seront discutés. Ces discutions sont nécessaires pour nous guider vers les nouveaux algorithmes qui
seront développés au chapitre suivant. Des résultats de simulation ainsi que des comparaisons entre
ces algorithmes aideront à développer des analyses et à valider les conclusions.
Par ailleurs, les méthodes d'ajustement physique, l'étalonnage et la correction numérique seront
briè-vement étudiées en n de chapitre.
Dans le document
Nouvelles techniques d'appariement dynamique dans un CNA multibit pour les convertisseurs sigma-delta
(Page 102-107)