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Thèse de doctorat/ PhD Thesis Citation APA:

Florine, J. (1958). Eléments à semi-conducteurs pour calcul analogique (Unpublished doctoral dissertation). Université libre de Bruxelles, Faculté des sciences, Bruxelles.

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/

ELEMENTS A SEMI-CONDUCTEURS

POUR CALCUL ANALOGIQUE

I

^U.L.B, 1958

________ Jean FLORINE

J

j

O O O O O O O O O O O O O O O Avril 1958 K L E M E W '1 B A S E M I - C Ü U D U C T E U H S

POUR CALCUL' ARALÜGI^^ÜE.

Thèse de doctorat en Sciences Lh^ysiques.

Travail expérimental réalisé au laboratoire d*électronique industrielle de Monsieur le Professeur J.HuEPMARIil

par J.Florine,

Assistant de Monsieur le Professeur G.BALASSE. S6Û.96

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O.TJUVgÇ V iVUTOBISAtlCaf ??.L»%

CET OÜVRAG-E N»ETMT PAS DANS LE DQMAIKE. PUBLIC. NE PETJT ETRE CQMMTOWIQ.iæ

1. i.VÀlJT->iri-iUl-Ub,|

La naissance et les preaiières années du calcul anaio- èiique électronique ont été cachés sous le voile des secrets mi­ litaires. Les premières publications relatives aux calculateurs de ce t;ype datent de 19^7.

Depuis lors, ceux-ci constituent un puissant appoint dans les bureaux d^étude industrielle et dans les laboratoires de recher­ ches. Le développement rapide des calculateurs analogiques est dû en grande partie aux perfectionnements apportés à la cons­ truction des tubes électroniques.

A la même époque, vers' 19‘t8, a été inventé ou plutôt découvert', un' rival sérieux du tube électroniqueî le transistor. Cette découverte était l'aboutissement de l'étude des semi-con­ ducteurs. L'utilisation de ces derniers se bornait jusqu'alors à des exi-ériences de laboratoire et au redressement déjà indus­ triel des courants alternatifs, t'endqnt la dernière décade, le transistor a mûri et trouve déjà maintenant de nombreuses appli­ cations pratiques. Cependant, a notre connaissance il n'a été que rarement utilisé dans le constiuction des calculateurs analogiques. Ceci pourrait paraître étrange du fait que le fonctionnement du transistor présente beaucoup de similitude avec celui des tubes électroniques. un ne pourrait se

l'ex-A

pliquer que par le haut degré de perfectionnement atteint par le tube électronique et les maladies d'enfance à peine surmon­ tées du transistor. Le but de notre travail est de montrer que le transistor industriel actuel, peut, dans de nombreux cas

3

«

remplacer favorablement le tube électronique dans les calcu­ lateurs analogiques en assurant des résultats tout aussi bons et parfois même supérieurs.

CoQiiae on le sait, la plus grande partie des nombreux calculateurs analogiques utilisés actuellement dans l’industrie

I

et dans les laboratoires, matérialisent les variables mathéma­ tiques du problème mis en équation par des tensions électriques.

Ce t;ype de calculateur analogique se compose de plu­ sieurs éléments imitant les diverses opérations mathématiques contribuant à la solution du problème. Ce sont principalement des appareils à additionner, à intégrer, à multiplier par une constante, a multplier deux ou plusieurs variables, à la généra­ tion des fonctions, etc...

Ces appareils ou'éléments contiennent des sous-éléments tels que l'amplificateur à courant continu, le stabilisateur de

i.

tension etc... C'est de ces sous-éléments, qui contiennent dans les calculateurs actuels de nombreux tubes électroniques, que nous allons nous occuper spécialement. Pour y utiliser les transistors, il ne suffit pas de reprendre simplement les cir­ cuits conçus pour les tubes électroniques en remplaçant ces derniers par des transistors. En effet, malgré la ressemblance de ces deux organes, il existe cependant entre eux une différence telle que les circuits et même parfois les principes qui sont à leur base, doivent être réétudiés.

4

rants, nous avons dû commencer notre étude par la création d'un appareil qui nous a pei*mis de relever les caractéris­ tiques d'un transistor dans toutes les zones de son fonction­ nement .

liisuite, nous sommes parvenus, par étapes succes­ sives, à créer un amplificateur continu à transistors et un stabilisateur de tension. La comparaison de ces appareils avec des appareils actuels à tubes, nous paraît très satisfai­ sante et, en escomptant les perfectionnements futurs que l'in­ dustrie ne manquera pas d'apporter aux transistors, nous som­ mes persuadés que ces derniers trouveront une xjlace de plus en plus importante dans' la constiuction des calculateurs analo­ giques. Nous espérons d'ailleurs que notre amplificateur et notre stabilisateur, pourront être employés dans des branches de l'industrie électronique autres que celle des calculateurs.

En poursuivant notre étude de l'utilisation des semi- conducteurs dans les calculateurs analogiques, nous avons exa­ miné la possibilité d'utiliser l'effet Hall dans la réalisation d'un raultiplieur. Ce dei’nier est l'organe du calculateur ana­ logique qui nécessite peut-être le plus de perfectionnements ultérieurs. Les expériences que nous avons faites sur l'effet

Hall avec une plaquette de germanium sont déjà très

encoura-I

géantes et on peut s'attendre dans l'avenir, à des résultats encore meilleurs, notamment avec l'arséniate d'indium, lorsque de dernier matériau sera disponible à des prix abordables.

5

chapitre 2, les sources de tension stabilisées par semi-conduc­ teurs

chapitre l’étude expérimentale des possiblités d’utilisation d’une plaquette de germanium, comme multiplieur à effet Hall

Le chapitre 1, consiste d’abord en l’étude comparative des

résultats que nous avons obtenus à l’aide de plu­ sieurs types de modulateurs et de démodulateurs; ensuite en l’élaboration de principes origiinaux de modulation à semi-conducteurs; ceux-ci étant chavtque fois accompagnés de la description d'un amplificateur continu de calculateur analogique, basé sur ce nouveau principe de modulation.

Hous tenons à faire remarquer que toutes les courbes et graphiques expérimentaux qui illustrent l'exposé ci-dessus, ont été relevés au moyen de nos appareils décrits dans le pré­

sent travail. • "

s

llous adressons nos remerciements respectueux et sin- sères à Messieurs les Professeurs G.SALASSE et J.HOPFlÀAEN pour les pirécieux conseils et encouragement qu'ils nous ont prodigués au cours de l’exécution de ce présent travail.

A Monsieur PERETZ, chef de travaux et auteur du cal­ culateur analogique de l’Université de Bruxelles, nous vouoùs une l'econnaissance toute spéciale.

hous remercions vivement le personnel du laboratoire et, tout particulièrement, Inlessieurs J .LEMüIhEjH.HAUBKE-CHTS ,

6

|£l‘Ui)iL liT jtiiüLISiiTXÜI^ D«ELEi;»ui>NTS DE CA.U;ULATI:.tJK AUaLüGI^^^UK A

bJi'LI-CÜHÛUOTEUHS. m

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2

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3

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2.2.4. 2.3.

Introduction et table des matières.

PARTIE; AI^LlglCATIuÙ GuETIHUE A SEMI-GU-N' I>üG2ÊURb.

Introduction aux différentes méthodes. Introduction et définitions.

Dérive du niveau de référence "zéro".

Conditions imposant le choix du type d'amplificateur. Deux méthodes de stabilisation dé la dérive.

1. méthode 1.

2. méthode 2. .

3. conditions imposées au modulateur.

Etude des différents types de modulateurs et de démo­ dulât exirs à semi-conducteurs.

Démodulation synchrone.

Démodulation par charge d'une capacité à la valeur de crête du signal.

Influence du type de démodulateur sur le choix du type de modulateur.

Le modulateur à vibreur électromécanique.

Introduction physique à la modulation de signaux de très faible amplitude par diodes au gej^manium.

2.3.1. Etude du comportement de la diode à de bas niveaux de

tension et de courant. 2.3*2. Choix des types de diodes.

2.4. Modulateur à pont de diodes au germanium alimenté en

impulsions

2.3. ‘ Modulateur à effet Hall.

2.6. Etude des caractéristiques des transistors dans le but

de leur fonctionnement en tant gu'interrupteur.

2.6.1. Caractéristiques des transistors PNP et WPK dans les

7 2

.

6

.

2

.

2.6.3. 2. K 2.7.1. 2

.

7

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2

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2.9.3. 2.9.^. 2

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2

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2

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1

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2

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11

.

2

.

Le transistor en tant qu'interrupteur. l.Aux niveaux normaux.

i.Aux très bas niveaux.

3. Le transistor "inversé'’.

4. Choix des connections "normales" ou "inverses" d'un transistor selon les cas d'utilisations.

Appareil servant à relever les courbes caractéristiques

des transistors. r <

Modulateur à 2 transistors.

Principe d'un circuit modulateur compensé, à 2 transis­ tors.

Principe d'un circuit modulateur de faibles signaux pouvant interrompre des tensions positives ou négatives plus grandes que la tension de commande.

Amplificateur continu complet-, miniaturisé (à modulation par transistors).

Schéma et réalisation expérimentale.

Performances de l'amplificateur continu et inconvénient des modulateurs à transistors destinés aux amplifica­ teurs de calculateur analogique.

Modulateur électronique de halite impédance, à diodes semi-conductrices.

Principe.

Etude mathématique du circuit modulateur.

Détails du fonctionnement et circuit équivalent. 1. Modui&leteur simple.

2. Modulâte\ir double,

3. Cas général et conclusions.

Avantages de ce t^pe de modulateur sur tous les précé­ dents.

Amplificateur continu complet basé sur le principe du modulateur à diodes du § 2.9.

Schéma. Principe.

Performances et tensions d'alimentation.

Interrupteur perfectionné à diodes semi-conductrices. Principe et avantages de cette nouvelle méthode de

modulation.

8 2.110. 2

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12

.

2

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12

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1

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2.1j>.

2

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13

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.

13

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2

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2.14. 2.13. 2.13.1. 2.13.2. 2.16. 2.16.1. 2.16.2. 2.17. 2.17.1. 2.17.2. 2.18. . 3. 3.1. 3.2. 3.3. 3.3.1. 3.3.^. 3 * -^. 3.

Etude de l'impulsion, après transfert par amplifi­ cateur à transistors.

Amplificateur contigu, de calculateur analogique, complètement réalisé à l'aide de semi-conducteurs. Principe et avantages de la méthode utilisée.

Les oscillateurs. L'oscillateur bloqué.

Le multivibrateur astable.

Elément oscillateur-modulateur combiné, à 2 transistors et 2 diodes.

L'amplificateur alternatif. Schéma.

Détails du circuit.

Amplification et démodulation "de puissance". Type 1.

Type 2.

Amplificatepir complet de calculateur analogioue. Schéma général.

Performances.

Tableau comparatif des performances que nous avons obtenues à l'aide de différents types de modulateurs.

IDEUXIEME PAkTIE; SuÜHCje^S i)E TEI>iblÜh STAElajISEE tAk

oijriiil~ocLDU üTEUiiS « I Introduction. Principe.

Prototype d'alimentation stabilisée (basse tension et faible puissance) à 2 transistors.

Schéma préliminaire. Performances.

9 3.4. 3.4.1. 3.4.2. 3.4.3. 4.1. 4.1.1. 4.1.2. 4.2. 4.2.1. 4.2.2. 4.3. 4.4. 6.

Performances du circuit amélioré.

Prototyxe d*alimentation de jouissance, stabilisée (à 2 transistors).

Schéma.

Performances du stabilisateur de puissance.

Détermination grax>hique des zones de fonctionnement possibles d'un transistor de puissance en tant que régulateur de courant.

PAK'I'Ih^; KfUDn PJü. PxtnLImlxNAlKE A

ILA rtPaLlDaTIOli DE kUüriPLXü.mtb A PPFnT üaLL. A

Principe de l'effet Hall et de son utilisation en tant que multli-lieur.

Effet Hall.

Principe du multiplieur.

Etude statique expérimentale de l'équilibre dans une plaquette de germanium.

Causes de déséquilibre. Méthodes d'équilibrage.

■:^elques caractérlsTîiques dynamiques de l'effet Hall. Conclusions.

Bibliographie.

Enoncé de la thèse annexe.

10

CI3

2.1, li^TfiQIftJCTIQM AUX DIFFEREI^TES RETHüDES.

2.1.1, Introduction et définitions.

nombreuses sont les applications techniq_ues où, partant d'un signal de faible puissance, on désire l'amplifier, c'est- à-dire obtenir un signal de même forme et de plus grande puis- sance reproduisant fidèlement les variations du petit signal donné.

Cette amplification peut servir soit pour observer à l'aide d'instruments plus grossiers, les phénomènes électriques de faible amplitude, soit pour commander à l'aide de ces faibles signaiix, des systèmes de plus grande puissance. Tels sont, les amplificateurs de mesure et les amplificateurs des signaux so­ nores et lumineux (radio-télévision) d'une part, les systèmes

d'asservissement et de commande de machines, d'autre part.

Il est bien entendu que la puissance amplifiée de sortie étant beaucoup plus grande que la faible puissance d'entrée, il faut, en vertu du principe de conservation de l'énergie fournir un supplément de puissance au moins égal à la différence de ces

deiuc puissances. En pratique ce supplément doit lui être supé-/

rieur, étant donné qu'aucun appareil physique ne peut atteindre le rendement 100 %,

Cet apport de puissance peut se faire sous une forme quelconque.par exemple (chauffage de la cathode d'un tube à vide, soit par passage d'un courant électrique, soit par chauf- > fage indirect, de quelque nature qu'il soit).

11

L’amplification de la puissance peut se manifester soit principalement par l'augmentation de la tension, soit principa­

lement par l’augmentation du courant. Le premier cas se présente lorsque les impédances de la source et celle présentée par l'en­ trée de l'élément amplificateur sont grandes. Le second, lors­ qu'elles sont faibles. Le premier cas se rencontre généralement pour les_amplificateurs à tubes électroniques. Four les ampli­ ficateurs à transistors, c'est le second cas qui est le plus fréquent.

L'apport de la puissance auxiliaire doit se faire sous forme constante dans le temps (tension ou courant continu d'ali­ mentation). Ceci afin de ne pas déformer le signal de sortie

jf

par une amplification variable.

D'autre part pour supprimer toute partie continue du signal de sortie, afin de permettre la liaison avec un étage • suivant, on utilisé un couplage capacitif ou inductif. On ob­ tient ainsi les amplificateurs dits "alternatifs".

Or ces moyens de couplages par capacité ou par transfor­ mateurs, à moins d'atteindre des dimensions excessives, devien­ nent de moins en moins efficaces avec la diminution de fréquence

du signal.

12

on couple les différents étages par des faisons non inductives et non capacitives et on obtient ainsi un amplificateur con­ tinu "à couplage direct’’,

2«1.2, Dérive du niveau de référence "zéro”.

Si aucun signal n'est appliqué à l'entrée d'un ampli­ ficateur alternatif, il n'apparaîtra auciua signal à la sortie,

même si les points de fonctionnement en continu de chaque étage se sont déplacés pour uhe raison quelconque.

En effet, les variations lentes dues au déplacement des points de fonctionnement seront arrêtées par les condensateurs ou les transformateurs assurant la liaison entre les étages. Oes éléments réalisent donc un niveau de référence nul à la sortie ûe l'amplificateur, lorsque le signal d'entrée est nul.

Par contre, même si aucune tension n'est appliquée à l'entrée d'un amplificateur continu à couplage direct, il peut apparaître une variation lente dans le temps, de la tension de sortie. On appelle dérive de l'amplificateur continu, "rame­ née à l'entrée" l'amplitude de cette tension de sortie, divisée par le gain en tension de l'amplificateur.

La dérive de l'étage d'entrée étant amplifiée par tous les étages suivants apporte la plus grande contribution à la dérive globale de l'amplificateur.

13

Dans l’amplificateur à transistors, il existe une cause supplémentaire importante de dérive, puisque le fonctionnement d'un transistor varie avec la température. Un amplificateur

continu à couplage direct utilisant des transistors est donc beaucoup plus difficile à réaliser qu'à l'aide de tubes élec­ troniques.

Certains montages cependant permettent leur"stabilisa- tion en tempéraiiture" mais le gain en courant continu,se trouve alors fort réduit. On peut également s'arranger de telle sorte que les dérives de deux transistors, en fonction de la tempéra­ ture, se compensent.

2.I.P. Conditions imposant le choix du type d'amplificateur.

l°Bruit.

Lorsqu'on désire amplifier des signaux de très faible

0

amplitude, on est génralement limité par le bruit introduit

par l'amplificateur lui-même. Si ce bruit comporte de nombreuses fréquences diverses, on l'appelle bruit "blanc”, par analogie

avec les vibrations lumineuses. Si le bruit comporte une fré­ quence dominante, il est probablement dû à l'influence sur les premiers étages de l'amplificateur d'un champ électrique parasite

ayant cette fréquence.

Kn pratique, on a recours au blindage de ces pre­

miers étages afin d'éviter le bruit à 50 cycles/seconde dû au champ créé par notre réseau d'alimentation électrique.

2°Stabilité.

14

tante que celle du bruit.

Linéarité et réponse en fréquence.

Pour réduire la distorsion du signal de sortie introduite par l’amplificateur, on utilise le principe de la rétroaction

(feedback). Celle-ci consiste en une réinjection d'ime partie du signal de sortie dans le circuit d'entrée de l'amplificateur. Malheureusement les avantages de cette méthode sont obtenus au prix d'une diminution du gain.

4”Résistance d'entrée.

Lors de l'utilisation d'un calculateur analogique, on s'arrange généralement pour que les phénomènes étudiés soient présentés par des tensions lentement variables (périodes de

15

3°Sensibilité.

L'aiûplitude du bruit introduit par un transistor qui est d’ailleurs du même ordre de grandeur que celle introduite par un tube à vide permettrait dans certains cas de percevoir

et d’amplifier des tensions de l’ordre du microvolt. Cepen­ dant dans le cas d’xm amplificateur continu, la dérive du tran­ sistor en fonction de la température étant beaucoup plus impor­ tante que le bruit,remonte sensiblement le seuil de la tension d’entrée qui peut être introduite utilement dans l’amplificateur

complétant les conditions ci-dessus on peut dire que les amplificateurs continus d’un calculateur analogique doivent avoir:

l.Un gain suffisamment grand pour pouvoir utiliser une forte rétroaction.

<£.Un bruit et une dérive ramenés à l’entrée, inférieurs à 10 à 100 >lV.(c’est-à-dire pouvoir discerner aisément des signaux

de cet ordre de grandeur).

3. Une impédance d’entrée supérieure à 100 Kn.

4. N’avoir aucun signal de sortie lorsqu’on n’introduit aucun signal à l’entrée.

3.Retrouver à la sortie le sens (positif ou négatif) du signal d’entrée.

6. fie nécessiter aucun réglage de zéro à l’entrée ou dans les premiers étages d*amplification.

16

2.1.4, Deux méthodes de stabilisation de la dérive.

2.14.1.Principe.

Comme la dérive d’un amplificateur continu est un phéno­ mène variant lentement avec le temps, on pourrait s’arranger pour défavoriser l’amplification des signaux de très basse fréquence, par rapport à ceux de basse fréquence.

Cette opération peut se faire, en prélevant une partie des très basses fréquences du signal de sortie à l'aide d’une impédance de rétroaction et d’un filtre passe-bas, et en la réinjectant après ampljlfication et filtrage sur une entrée dif­ férentielle de 1’amplificateur continu.

est comproaise

Le signal correcteur des très basses fréquences devrait donc être amplifié par un amplificateur alternatif qui, comme nous l'avons déjà vu, ne présente pas de dérive. Pour ce faire,

il sera d'abord transformé en un signal alternatif obtenu en le hachant périodiquement, puis il sera amplifié par l’amplifica­ teur alternatif et enfin démodulé et filtré de façon à obtenir un signql amplifié variant lentement dans le même sens et comme la dérive.

2,1.4,Seconde méthode.

L’amplification alternative devrait être grande pour • compenser les pertes dans la modulation et la démodulation et pour pei’mettre une linéarisation du gain global de l’amplifi- cati^. Le système ne présente qu'une dérive éventuelle des éléments du modulateur. La modulation doit se faire à une fréquence largement supérieure aux fréquences les plus élevées du signal à moduler.

LeS'Oscillogrammes de la page suivante montrent que s

si on module une sinusoïde à périodes par seconde‘respecti­ vement par une sinusoïde à 6,:? XC/s.;l,^ KC/s.; 50cy/s^ ^OOcy/s. dans le 1er cas, on pourra, après démodulation retrouver l’allu­ re Initiale du signal, tandis qu’il n’en est pas de même dans les de\ix derniers.

•»

Si la fréquence la plus élevée d'un signal de calcul analogique est de l’ordre de quelques cycles par seconde, en utilisant la 2ème méthode, il faudra moduler ce signal à une fréquence supérieure à 1.000 cy/s. Par la 1ère méthode, par contre, on ne module • que le signal de dérive variant très lentement en fonction du temps et la fréquence de la modulation pourra être de l'ordre de 50 périodes seulement.

modulateur étant , maintenant l'élément d'entrée de l’amplificateur continu, il devra répondre aux mêmes condi­ tions que ce dernier:

l®présenter une impédance d’entrée supérieure à lûOKn

(^“pouvoir moduler des signaux soit positifs soit négatifs de 1*’ordre de 10 à lOO/tV.

5®ne comprendre aucun réglage du niveau zéro, c'est-à-dire ne présenter qu'une dérive aussi faible que possible.

F L 0 H I N £ «Jean

Enoncé de la thèse annexe*

L* élaboration de circuits à transistors , interrup

-teurs de très faibles différencwis de potentiel « demande

une étude spéciale des caractéristiques des transistors

utilisés et le choix particulier de l'amplitude de la

tension de commande qui assure un rendement optimum à 1*

interrupteur •

Ph. 1

_{Ph. 2}

1 •J \ 1 < 1 ^ : -i f ■ s \f • J i il ;■ - i > i • i *. i Ph. 3

P h. 4

l°i.:udulation (§2.1.4.'2.) d^’yne sinusoïde î cy./sec par une sinusoïde à 6,5 Kc/sec^^. Fil. 1

.V . . à 1,5 Kc/sec'V^^ rH. d

à cy/sec. PH. 5

20

2,2« Etude des différents t.ypes de modulateurs et de démo~ dulateurs à seml-o^nducteurs.

2,2,1. Démodulation a.yuchrone.

Utilisons la seconde caéthoie d’amplification continue (2.1,4,2.), Considérons à titre d’exmple que le signal continu ou lentement variable E, à qmplifier est;

soit négatif,

Mettons-le périodiquement en court-circuit à l’aide d’un modu­ lateur, En pratique pour la variation de E, reproduite sur le dessin, la fréquence de la modulation devrait être beaucoup

valeur moyenne du signal est nulle.-Les dessins qui vont suivre se rapportent à un nombre pair d’étages d’amplificateurë.

EA

LA

21

Wous reûaarquons qu*après l'amplification, seule la différence de phase de 180° nous permet de discriminer les signaux obte­ nus respectivement à partir des sijdgnaux continus ü. et -E,

d'entrée.

»

Pour retrouver une valeur moyenne non nulle qui soit positive lorsque E, est positif et négative lorsque E. est néga­ tif il nous faut à nouveau mettce le signal de sortie périodi­ quement en court-circuit et ceci en synchronisme avec le

modu-Après filtrage nous retrouvons la

EA

0

EA

T

Nous voyons que l'amplification continue que nous pou­ vons obtenir de cette façon vaut au maximum le quart de l'ampli­ fication alternative, iih pratique ce rendement est difficilement atteint. Il est nécessaire que l'amplificateur alternatif n'in- troduise aucun déphasage. Le modulateur et le démodulateur peuvent être du même type. Si l'amplificateur alternatif com­ porte un nombre pair d'étages et si les alimentations du modula­

teur et du démodulateur sont synchrones, le signe du signal d'en­ trée sera conservé. Il en est de même si le nombre d'étages est impair et si ces alimentations sont déphasées de 18u°.

22

Par contre un nombre pair d'étages combiné avec les alimentations déphasées de 18U®, de même un nombre impair d'étages combiné avec les alimentations en synchronisme^ conduit à une inversion du signe du signal à la sortie de la chaîne par rapport à celui de l'entrée.

Démodulateur par charge d'une capacité à la valeur de crête du signal.

Ce type de démodulateur ne peut être employé que lors­ que la valeur moyenne du signal après modulation et avant am­ plification alternative est très peu différente de zéro. Il

convient donc parfaitement lorsque la modulation a été faite par un générateur d'impulsion. Dans les schémas qui suivent, la tension quasi continue iî. a été choisie à titre d'exemple, d'une part positive et d'autre part négative et chaque fois légèrement

23

Après transfert par un amplificateur alternatif de gain A. on

ï—EA

La démodulation se fait alors par ciiaige d'une capacité à la valeur de crSte des impulsions. Le schéma de principe du démo­ dulateur est le suivant;

Lorsqu'une impulsipn positive se présente en Vg, elle passe par la

diode D et vient charger la capa­ cité C. Polarisée en sens direct, la diode ne présentera qu'une fai­ ble impédance au passage de l'im­ pulsion.

Par contre, lorsqu'après passage de l'imx>ulsion, la tension en Vgest nulle ou légèrement négative, la diode est bloquée et la

capacité se décharge lentement à travers la résistance K suivant une exponentielle dont la constantjp de temps vaut HC.

En pratique, lorsqu'on applique des impulsions d'ampli­ tude de plus en plus faible à la diode au germanium la résistan ce directe de celle-ci augmente, la résistance inverse diminue,

24

un grand signal la démodulation se fait efficacement et la valeur de l’amplification continue tend vers celle de

l’am-»v+ E A

Pour de grands signaux, cette méthode de démodulation donne un rendement supérieur à celui de la démodulation synchrène.

Un autre avantage'très appréciable est dû au fait que l’on peut se permettre n'importe quel déphasage dans l'ampli­ ficateur alternatif.

Pour démoduler des signaux pouvant changer de signe, on utilise le démodulateur double dont le schéma est donné ci-dessous.

plificateur alternatif.

Di

Une impulsion positive passera par la diode Dl, et viendra charger la capacité ; une impulsion négative, passera par

D2 et viendra charger la capacité C2. La tension de sortie

Vg est débarassée par le condensateur C3, des résidus d'on­ dulation résultant de l'imperfection de la démodulation.

25

Influence du type de déaiodulateur sur le choix du type de üiodulateiu.

JNüus désirons obtenir après modulation, amplification alternative et démodulation, un signal de même signe que celui

I du signal d’entrée.

Si nous utilisons un démodulateur synchrone, on obtien­ ne le meilleur rendement à l'aide d'iine tension d’alimentaion du modulateur et du démodulateur, dont la valeur moyenne est nulle (par onde porteuse sinusoïdale ou rectangulaire à temps

égaux de conduction dans chaque sens.

Si nous utilisons un démodulateur par valeur de crête, le meilleur rendement sera obtenu pour une tension d’alimenta­ tion du modulateur, en impulsions fines. Si les impulsions sont trop-larges, la valeur moyenne du signal modulé, avant l’ampli­ fication alternative, sera trop élevée et le rendement global

sera beaucoup moins bon.

t

En effet soit un signal en impul­ sions trop larges

26

après démodula­ tion on aura

et enfin la ten­ sion aux bornes de C3 sera C3=C,-C2 c hArge de Cl charge de C2 c- har ge de C₃

D'autre part une impulsion trop fine ne pourra venir charger les capacités G] et G 2 à la valeur de crête et de cett^ façon aussi le rendement sera réduit. Il faut donc trouver un com­ promis qui semble dans notre cas -être une inç>ulsion de durée 6 à 10 fois plus courte que la période.

27

Le modulateur à vibreur électromécanique

Le vibreur électromécanique est un interrupteur de px’écision qui met périodiquement et alternativement le signal

à moduler et le signal a démoduler en court-circuit.

Il donne une solution quasi idéale au problème de la correction de la dérive des amplificateurs de calcul analogique à tubes électroniques. Dans ce cas, la 1ère méthode (^:i,1.4,1.) par chaîne auxiliaire de correction pour les très basses fré­

quences peut seule être utilisée car la fréquence de modulation de ces vibreurs peut difficilement excéder les lÜO cycles par

I

seconde (voir § si.1,4.2,).

Les performances électriques de ces vibreurs peuvent être considérées comme des valeurs idéales que l'on s'efforcera d'atteindre à l'aide de modulateurs à semi-conducteurs. L'n effet, ils permettent la modulation de signaux de l'ordre de 10yuLV. sous des impédances d'entrée de 100 Kn . Pour des im­ pédances d'entrée de l'ordre du Kn., ces vibreurs n'apportent qu'un bruit inférieur à 1 yu.volt.

Ils demandent nécessairement une démodulation synchrone, mais celle-ci peut ce faire à l'aide d'un autre contact dans le même vibreur.

Les inconvénients de ce type de modulateurs sont prin­ cipalement d'ordre mécanique. Ces défauts sont si importants qu'ils ont suscité la recherche d'autres types de modulateurs (par exemple à semi-conducteurs) destinés aux calculateurs ana­ logiques à tubes électroniques.

Signalons que ,

-La puissance nécessaire à l'alimentation de la bobine d’exci- •> *

28

des vibrations mécaniques gênantes dans un montage à tubes électroniques.

-Après quelques èilliers d'heures de fonctionnement, les contacts du vibreur s'abîment, ce gui demande des soins d'entretien énoe- meslorsque de nombre\ix vibreurs sont utilisés dans un calculateur.

' Le calcul exact et plusieurs approximations, indiquant

le fonctionnement d'un vibreur mécanique en tant que modulateur et en tant que démodulateur sont donnés^ dans le travail cité en référence

1

.

Le schéma complet d'un élément modulateur-amplificateur

*

l

I

Ph. 9

ji°Modulat ion par i ont de dio­ des semi-conductrices (ali­ menté en impulsions) voir

§d.4.

Fréquence des imijulsioaa 1.060 c^/sec.

Largeur de 1 ' imxiulsion ; •Ami litu^fe des iuquJ.sions :

25 mV.

Four différentes valeurs du signal continu d'entrje on obtient :

signal nuKoouilibre )I1I.

+2 mV ' Pli. 10

-2 mV PH.11

-tJo fuV ili.l2

■^omV PH. 13

30

2.J». Introduction physique à la luodulatlon de signaux de très faible asiplitude par diodes au germanium.

2»3«1. ntude du coaportement de la diode à de bas niveaux de

tension et de courant. . '

La caractéristique courant en fonction de la tension d’une diode setai-conductrice est une exponentielle de la forme

eV

I = Iç (e kT" - 1 )

1 est le courant traversant la diode. Ijjle courant théorique de saturation. C = 2,718 base des logarithmes népériens.

*.la charge de l'électron =1,60 coulomb V.différence de potentiel aui: bornes —

la diode =

^tension appliquée [si les tensions sont faibles on peut négliger la chute de tension dans le corps de la diodej.

-16

k.la constante de Boltzmann* 1,3 8 10 erg/®K. T.la température absolue en degrés Kelvin.

kT

=26 millivolts à la température ordinaire de 20°C. -5_ =39volt"''

kT

Pour des valeurs de V sui)érieures à 26 mV, le courant croît exponentiellement: c'est lé courant "direct".

Lorsque V est inférieur à 26 mV ou devient de plus en plus négatif la caractéristique tend vers une asymptote I-^Is et I est appelé courant "inverse" de la diode. *

31

1)lorsque V est» dS mV on utilise la forarule 1 = 1^(6 39 V.

- 1 )

lorsque V est <dStsxY on peut approcher la caractéristique

2 2

par une parabole I = ( 3 9V. + 39^- V }

lorsque V est très petit, on peut négliger le terme du second degré et la caractérücique est une droite I * 1^.39.V.

La diode se comporte aux alentours du zéro comme une simple résistance. — =—

I 391s

4)lorsque V est très petit et négatif I

r-l5.39.V-55lorsque V est négatif et inférieur en valeur absolue à 26 mV.,

2 2

l’approximation parabolique donne lr-lç( 3 9|V|- 39 IVl )

6)lorsque V est négatif et supérieur en valeur absolue à 26 mV, le courant I tend vers le courant théorique de saturation -Is

Comme nous désirons obtenir un effet redresseur aux très bas xiiveaux, la courbure de la caractéristique doit être la plus gx'ande possible autour de l^origine des axes de coor­ données, ur nous sommes théoriquement limités par la valeur

k T

ohÿsLûe de —- . üi effet, la courbure de la parabole dans

® .2t2

les cas 2) et 5) ci-dessus est donnée par ce terme *—7*

Comme kete sont des constantes physiques, nous pourrions éventuellement diminuer la température absolue T et nous pour­ rions obtenir une meilleure séparation des courants "directs" et"inversés" de la diode aux très bas niveaux.

La résistance de la diode au zéro serait de ce fait augmentée, ce qui est assez intéres.ant, comme nous le verrons pjar la suite lors de la modulation par diodes semi-conductrices. 2.^.2, Choix des types de diodes, paires.

32

de diodes setai-conductrices nous a conduit à choisir les diodes IK 35 et OA 65 cotame étant celles dont les caractéristiques se rapprochent le x)lus des limites théoriques données dans le § précédent.

À titre d’indication, les diodes étudiées étaient des t;ypes sui­ vants: OA 50; OA 55; OA 70; üA 71; OA 7^; oA 81; OA 85; IK 55;

58; DJ 45; platine-ruthénium (IM 51; IM 70; IW 75):à jonction, au gèrmanium(III 91; IW 92; IK 95); ge^^ianium à pointe d’or (THP 15; THF 17)

La plupart des circuits modulateurs nécessitent un assem­ blage de 2 ou 4 diodes aux caractéristiques identiques. L’assem­ blage par paires de diodes se fait d’une part à une tension de

■»

l'ordre de 5 à 10 mV, par comparaison du quotient expérimental courant direct

courant inverse -J et d’autre part par comparaison de àa résis­ tance dynamique aux environs du niveau zéro.(mesurée pour une tension alternative inférieure à ImV).

Toutes les mesures ont été faites sur un appareil spécial réalisé au laboratoire qui permet de mesurer des courants con­ tinus de l’ordre de o,o2/iA. Cet appareil sera décrit au §2.6.3. A titre d’indication, sur lûO diodes semi-conductrices de fabrication courante actuelle, on trouve gén-éralement 1 ou2 groupes de 4 diodes identiques,et 4 ou 5 groupes de paires iden­ tiques, Le mot identique signifie ici: des différences éven­ tuelles inférieures à 5 %•

Deux diodes repérées comme formant une paire, à ces bas niveaux et à une température donnée ne conserveront pas néces­

Æ£CÏ

Graxjhique n°l

Courbe caractéristit^ue de üA65 donnant le courant traverse en fonction d’une de potentiel appliquée de -45 GiV à 0 dV et de O mV à

Gûurbe caractérii.tique d'une d^^- de UA8> donnant le courant qui la txaverae en fonction d'une différence de ^ütentiel appliquée de üiâV a 180aV

uraitLique n^'2.

pAifiS

Grai.hique

Courbe caractârioti^ue d'une dio­ de 0Ad5 donnant le courent qui la traverse en fonction d'une différence de potentiel appliquée de 0 raV à M'oOmV

Modulateur à pont de diodes au çermaniua alinenté en imyulslons.

Nous avons déjà étudié ce circuit dans le trav.il cité âous le n° 1. dans la bibliographie, hous nous contenterons

t

donc de rappeler le principe de ce type de moJulateur et les performances obtenues, ceci essentielleaient à titre de compa­ raison avec les autres méthodes de modulation. Le pont de diodes est construit de la façon suivante:

w^atre diodes au germanium sont placées dans des sens tels que le générateur d’impulsiom interdalé entre les points B et C débite d'ans les branches CAB et CDB. Bi les diodes dont iden­ tiques les potentiels en A et D seront à chaque instant égaux et aucune tension n’apparaîtra entre les points S et D c’est- à-dire à l’entrée de l’amplificateur alternatif* Si maintenant nous appliquons au travers de la résistance H une différence

38

potentiel et il apparaîtra à l'entrée S de l'amplificateur al­ ternatif une tension en inipulsions dont l'amplitude variera couine celle de la tension continue d'entrée -E.

L a ré Solution cosj. Iste de ce circuit non linéaire a et faite (ref .rence 1

.

«nassiiuilent la caractéristicrue des diodes à une parabole coairae nous l'avons montré au § 2uXcas r:d) et 5)» Gette résolution a permis la dateraiination des valeurs des nom­ breuses variables introduites dans ce circuit qui assurent un rendement ofjtimuia. Le rendement du modulateur réalisé est de

Pour une résistance d'entrée de lOOKn , la tension E minimum modulée était de pOO /m V.

Une tension inférieure à 300 yu.V aurait pu être discernée si les caractéristiques des 4 diodes utilisées avaient été plus sem­ blables.

Le manque de perfection de- ce modulateur résulte en pratique des difficultés d'équilibrage précis du xiont de diodes.

O

Ph. 7

Ph. 8

lat 16%par vibrisi^ -Qlectrüa;3canique-’;de pr '''Bro.,n üonverter"(vofr § B.-i.v.j a*un èifoisl nul

ision

- - - . èign:

(équilibré) de ' ^ jo^^.

^de j>00y^y. (réduction 10«)

i\spect''Me differeJoÆs vibreurs du'précision îréte

40

2,;;?, Modulateur à effet Hall«

Le principe de l’effet Hall sera exposé ultérieurement au chapitre

4

. ùous y indiquerons également toutes les méthodes d'équilibrage et les courbes donnant la tension miniaiun d*équi­ librage en fonction du réglage , des différentes résistivités du Ge. et de la température.

Un modulateur à effet Hall se compose d'une plaquette de germanium, à laquelle on applique longitudinalement entre deux électrodes 1 et 2 (voir schéma) la tension E, à moduler.

La plaquette est placée dans un champ magnétique alternatif qui lui est pei-pendiculaire. Ce champ alternatif dévie périodfque- ment les électrons de leur trajectoire rectiligne et

en

mesure une tension dite de ”^all" entre les 2 électrodes 3 et 4 placées

latéralement. Cette tension est une fonction linéaire du champ électrique et du champ magnétique. Si 1*amplitude du champ magnétique alternatif est constante, l'amplitude de la tension de Hall est alternative et proportionnelle à celle de la tension continue à moduler (champ électrique). La faible résistivité des plaquettes du germanium limite l'impédanced'entrée de tels mo­

dulateurs à quelques centaines d'ohms. Le déséquilibre dû au fait qu'il est difficile de souder les électrodes 3 et 4 bien

en face l'une de l'autre et perpendiculairement aux lignes de courant du champ électrique, àimite la tension minimum pouvant être modulée à une valeur variant de quelques centaines de /jlV

à 1 millivolt. Lors de nos expériences, le rendement d'un tel modulateur était de: tension modulée de sortie ^_j_

2.6. Etude des caractéristiques des transistors dans le but de leur fonctionnement en tant gu * interrupteur.

2.6.1. Caractéristiques des transistors FNP et MPN dans les 4 quadrants.

C : collecteur B : base

E‘ : émetteur

Vce : tension continue collecteur-émetteur Vbe : tension continue base-émetteur

le : courant continu du collecteur Ib : courant continu de la base

Les caractéristiques de transistors les plus souvent utilisées sont celles où l’on donne le courant dollecteur le,

en fonction de la tension Vce, pour différentes valeurs du courant de base Ib ou pour différentes valeurs de la tension base-émetteur Vbe (ces quatre paramètres étant rapportés à

l*émetteur.) Les ensembles des courbes obtenues pour diffé­ rentes valeurs de Ib et pour différantes valeurs de Vbe cons­ tituent 2 familles de courbes (voir graphiques 5 et 7 ).

Le collecteur des transistors PNP est généralement polarisé négativement par rapport à l'émetteur et le transis­ tor conduit'lorsqu * on applique dés différences de potentiel Vbe négatives à la base par rapport à l'émetteur. Par contre

le collecteur des transistors EPN est généraleojent polarisé 5

positivement par rapport à l'émetteur et la conduction se fait lorsque la différence de potentiel Vbe est positive (graphi­ ques 5 et 7 ). Nous voyons donc que contrairement aux

tubes électroniques qui demandent, pour assurer la conduction une polarisation "inverse" de la grille, une polarisation

42

Les graphiques ( 5 ; et 7 ) montrent que les caracté­ ristiques des transistors PKP et KPN sont identiques à condition d’inverser le signe de tous les p-aramètres. L'émetteur, et le collecteur d’un transistor ne différant généralement que par leurs forme et dimensions, le rôle qu’ils jouent doit nécessai­ rement être qualitativement symétrique par rapport à la hase#

En examinant le graphiQ,ue ( 5 ), nous remarquons que

1®lorsque le courant base est positif, les courbes caractéris­ tiques sont parallèles à l’axe des tensions Vce et très pro­ ches de celui-ci.

2°lorsque le courant base Ib est négatif,les caractéristiques sont symétriques par rapport à l’origine lorsque Vce et le sont soit négatifs soit positifs(dansle sens qualitatif du mot symétrie: c’est-à-dire symétrie mais à des échelles éven­ tuellement différentes).

3®il ne faut pas s'étonner du manque de symétrie par rapport à l’origine des courbes de la famille Vbe. Ces courbes seraient symétriques si la tension base était rapportée à l’émetteur lorsque Vce est négatif, et au collecteur lorsque

Vce est positif, . •

f

lious remarquons que lorsque le collecteur du transistor est polarisé positivement par rapport à l’émetteur, le transistor conduit en sens inverse du sens habituel, à partir du moment , où la tension collecteur-émetteur Vce devient supérieure à la

tension base-émetteur Vbe. Ceci n’est pas étonnant puisqu’au t

mometit ou Vce dévient supérieur à Vbe, la tension base est

1

43

Pour déterminer dans le cas le plus général le compor­ tement d'un transistor, lorsqu'une seule famille de courbes est donnée, le en fonction de Vco (p, ex.: pour différentes valeurs de Ib), il suffit par exemple d'avoir également la caractéris­ tique d'entrée Ib en fonction de Vbje (famille de courbes pour

f

différentes valeurs du 3è paramètre: Vce par exemple) (graphi-

ques 6 et 8

).

La pente des tangentes aux courbes de cette dernière famille représente la résistance dyna-^-ique d'entrée du transis­ tor, Nous remarquons que cette dernière peut atteindre des valeurs relativement élevées, 10 à Kn , pour de très fai­ bles valeurs de Vbe et Ib, et par conséquent du courant

collée-«f

teur le.

Dans les cas d'utilisation normale le 1mA, la résistance d'antrée dynamique est de l'ordre de quelques centaines d'ohms

i

, seulement. I

■ d,6,2. Le transistor en tant gu'Interrupteur. 2.6.2.I. *Aux niveaux normaux.

Le principe de l'interrupteur à transistor est le sui­ vant :

Le transistor est mis en série dans le circuit à interrompre périodiquement (entre collecteur et émetteur)

La tension de commande est apportée entre la base et une des 2 • autres électrodes (soit Vbe, soit Ybc; la différence entre ces

deux cas sera étudiée dans le § suivant).

44

l°Raisüimement en courant; Nous voulons hacher le courant le, périodiquement.

£i le courant base Ib de commande est positif,le transistor est bloqué parce que le est très faible (caractéristiques couchées sur l’axe des tensions).

Si le courant base Ib est négatif le transistor conduit, que le soit négatif ou positif.

2°Raisonnement en tension;

Soit Vce la tension à interrompre périodiquement et

Vbe la tension base de commande, rapportée dans tous les cas à l'émetteur.

1) Si Vce est négatif, nous vo;yons que lorsque la tension de commande Vbe est positive le transistor est bloqué, tandis

que lorsque Vbe est négatif, le circuit est fermé et le courant passe de l'émetteur vers le collecteur.

2) Si Vce est positif, nous voyons que le transistor ne peut bloquer que lorsque la tension base Vbe est plus positive que la tension collecteur Vce.

Ceci montre qu'a l'aide de circuits interrupteurs à un seul transistor on ne peut moduler que des tensions négatives au collecteur par rapport à l'émetteur (

Dans l'autre sens c'est-à-dire lorsque la tension à moduler est jasitive au collecteur par rapport à l'émetteur ( Vçç>0 ), on ne pourra moduler que des tensions inférieures à la tension de commande ïbe.

45

Si le transistor ne doit bloquer le courant que dans un sens, cette condition est toujours suffisante, mais pas nécessaire.

Dans un circuit interrupteur à 1 transistor on ne peut donc hacher des tensions plus élevées que la tension de com­ mande, que dans un seul sens. Nous verrons par la suite, des types d‘interrupteurs à 2 transistors à l'aide desquels on peut hacher des tensions soit positives, soit négatives, plus

grandes que la tension de commande.

Les résistances x^résentées par le transistor dans le sens "bloquant" et dans le sens "passant" peuvent être res­ pectivement de l'ordre du mégh^m et de quelques ohms.

2.6.2.2,Interrupteur aux très bas niveaux.

Lorsque nous relevons les courbes caractéristiques d'un transistor pour de très faibles tensions Vce et courants le, (graphique 5 pirès de l'origine ; ou graphique 9 ) nous remarquons que pour une tension Vbe d'une valeur donnée mais, tantôt positive, tantôt négative, la caractéristique respec­ tive est tantôt parallèle à l'axe des tensions mais à une cer­ taine distance (ce qui signifie qu'il passe malgré tout un cer­ tain courant) tantôt parallèle à l'axe des courants mais, à une certaine distance de celui-ci (ce qui signifie qu'il y a une certaine chute de tension aux bornes du transistor lorsqu'il conduit).

Si ces 2 caractéristiques étaient confondues respectivement avec les 2 axes de coordonnées, le transistor se comporterait comme un interrupteur idéal. En fait, son circuit équivalent comprendra un interrupteur idéal mis en série avec une source de tension Vp, le tout shunté par une source de courant Ip

46

Pendant la conduction, l’interrupteur met la source de courantIp en court-circuit et le schéma équivalent est le suivant:

O--- --- ©--- 0—0--- O

Pendant l'interruption, la source de courant donne passage à un faible courant et le schéma équivalent est le suivant:

O---f —--- Ob.,,^0——•—O

lI©——!!—r

Les valeurs de Ip et Vp sont les coordonnées du point d'intersection des à courbes caractéristiques (pour V^epositif et Vbe négatif)

iih fait ces deux sources limitent à un certain niveau, les valeiirs des plus faibles tensions et courants que le tran­ sistor peut interrompre, sans introduire de signaux parasites comparables avec les signaux à contrôler.

Les coordonnées du point P d'intersection des ^ caractéristiques (voir graphique 9 ) représentent donc cette limite inférieure.

1RAM£ISIÛ

2iHJL5

1KA 100^A luues £Cor i'îir (2’'l45) en fonction de Vbe rentes valeurs de 'ait ^lein).Les droi ,t fin donnent à

Graphique n®7.

Courbes caractéristiques d'un transistor WijN (2NI7O) donnant le en fonction de Vce -pour différentes valeurs de Ib(trait plein) -pour différentes valeurs de Vbe(en pointillé)

tFîmr-.J4 H.

Tirihaf» Graphique n®8.

' Courbes caractéristiques d’un tran­ sistor NiN (iiN170)donnant Ib en fonc­ tion de Vbe

-pour différentes vale-urs de Vce(en trait plein)

Les droites en trait fin donnent à

1 ■ ' If .ir

rrr+*M

-Graphique n®9»

Courbe caractéristique aux très bas niveaux de 2 transistors PNP

(2N43)niontés en position normale(l*un en trait plein, l’autre en pointillé) donnant le en fonction de Vce pour 2 valeurs égales de |Vbe| =0,lv mais

52

2.6.2.3. Le transistor ^inversé**.

l^ious avons vu au § 2.6.1., le rôle symétrique que jouent le collecteur et l’émetteur dans un transistor.

Afin de rapprocher de l'origine, le point d'intersec­ tion P. dont il était question à la fin du § précédent, et ceci dans le but de permettre la modulation de signaux de plus faible amplitude, on utilise le transistor dans la connection ’inverse”. Le collecteur jouant le rôle habituel de l'émetteur et l'émetteur celui du collecteur. Les tensions et courant base sont, cette fois, rapportés au collecteur.

' (V' :

P V P

)

La nouvelle intersection sera appelée

pour la distinguer de celle du transistor en

connection "normale" ' (V^ )

PP P

T N ,

I P = 2 /A. A

tandis que celles du point Pp sont Vp a aoo^v;

Des valeurs habituelles du point Pp sont Vp = 5 mV;

1 P = 0, 2 5 « La raison physique de cette propriété des transistors, réside dans la différence géométrique vqu'il existe entre le collecteur et l'émetteur.

L'éiectrode qui joue normalement le rôle de collecteur est gé­ néralement de dimension plus grande que l'émetteur afin de mieux collecter les porteurs minoritaires qui ont diffusé dans

N

la région de la base. Le gain en courant o( est de ce fait plus

élevé. ■ >

Si nous faisons jouer le rôle de collecteur par l'électrode appelée "émetteur" par le fabriquant, cet organe étant de di­ mensions plus réduites, il est normal que le gain en courant o(’ du ti’ansistor en connection inversée soit plus petit que o(

53

û*autre part, par le même fait de la différence de dimensions de ces 2. électrodes, le courant de fuite Igg de l’émetteur du transistor "inverse” polarisé dans le sens bloquant est plus

faible que le courant de fuite collecteur obtenu dans

les mêmes conditions et connecté normalement.

' ün peut -montEer (voir référencei8en7 ) que ces diffé­ rentes variables sont liées par la relation:

Ico Ieo

R.L.Bright a montré (référence le. ) que les coordon­ nées du point Pp sont déterminées par les expressions:

^ W ( 1 “ 0( ) . I eo 1 - Ol“«'

v;=

Ln, 4

Tandis que celles du point du transistor inversé le sont par; |i (l-o( )ieo

^ ^ - 0(“cX*

V = Ül U. JL

e OC.

Roub voyons immédiatement que puisque I eo le© et

(1- oC^) < (1-oC^)

d'autre part que.

Vp < Vt puisque (voir graphiques 9 et 11 )

Les mêmes règles que nous, avons données au § 2,6.2, sont valables que le transistor soit placé en connection "normale” ou "inverse”. A savoir qu’un transistor laissera passer le courant dans l’une

54

Tandis qu'il bloquera le circuit lorsque les <1 jonctions seront simultanément polarisées en sens inverse»

(Pour un transistor PNP, lorsque le potentiel de "base sera po­ sitif par rapport aux ^ autres électrodes, simultanément).

>^.6»^. Choix des connections"normales” ou "Inverses” d'un transistor selon les cas d'utilisation.

l)Comme nous venons de le voir, la connection "inverse" permet la modulation de signaux de plus faible amplitude que ne le permet la connection "normale".

20Le courant de fuite Icoétant plus faible dans le cas de la connection inverse, les variations avec la température des points de fonctionnement seront plus faibles.

3) La dissipation totale admissible en connection "inverse" sera également plus faible.

4) Ieoétant plus petit que Icoi la connection inverse permet le fonctionnement correct des transistors à une plus haute tem­ pérature que ne le permet la connection normale»

3)L'autre part 1'amplification en courant par un transisitor

inversé est beaucoup plus faible et souvent voisine de l'unité, s i ~ O.s A : —y--;T- ~ 'l-_{*1 - ®C *}

6)Comme la puissance de commande d'un interrupteur à

transistor devra être plus élevée lorsque celui-ci est placé en connection "inverse".

De ces 6 conéidérations, il résulte que:

l)le transistor "inversé" est -tout indiqué pour la modulation de très faibles signaux et dans ce, ces on-^a intérêt à choisir

55

2)pour de moins faibles signaux à moduler, il est préférable r

d’utiliser des transistors pour lesquels on a oC o; o<.

(Transistors géométriquement symétriques, mais dans ce cas les valeurs de ot* et oc" sont assez faibles).

j5)la connection "normale" est toute indiquée pour des inter­ rupteurs de signaux de grande amplitude, ou bien lorsque la dissipation totale du transistor doit être assez grande, et dans ce cas on a intérêt à cho|.sir un c<’'de grande valeur.

Gr ai; h i u e -"i ° 1 u.

Courbe caractéristique d’un transistor (21n45; monté en position inverse donnant le en fonction de Vec

Graphique n®ll.

Courbe caractéristique a\ix très bas niveaux de 2 transistors PNP (2N43)raontés en position inverse (l'un en trait plein, l'autre en x-ointillé) donnant le en fonc­ tion de Vec pour 2 valeurs égales de

|Vbc| = ü,l V mais l'une étant positive

58

Aj^iareil servant à relever les courlges caractéris~ tiques des transistors.

L’étude des propriétés des transistors aux niveaux normaux et aux très bas niveaux, nous a menés à construire un appareil spécial sur lequel il serait aisé d’observer

simultanément les variations des paramètres d'un transistor, dans des conditions identiques à celles dans lesquelles il fonctionnerait incorporé dans un circuit extérieur quelconque.

Lous avons obtenu, entre autre, à l'aide de cet appa­ reil, les représentations possibles montrant chacune complè­ tement le comx)ortement aux faibles niveaux d'un transistor. Ceci afin d’avoir une connaissance plus précise du fonctionne­ ment du transisXtor dans les zones inhabituelles. Comme les 4 variables, rapportées à l’émetteur Vce ; le; Vbe; Is sont liées de telle façon que si nous nous en donnons 2, les deux autres sont fixées par le transistor, on pourrait rapporter 2 de ces variables à 2 axés cartésiens rectangulaires et in­ diquer en chaque point du plan ainsi formé cotes correspon­ dant à la valeur des 2 autres paramètres en ce point,

hous pourrons tracer dans ce plan deux familles de lignes, de cotes égales.

Nous avons porté successivement sur les axes cartésiens les variables:

le etVee (pour diverses valeurs de Ib et Vbe) (caractéris­ tique de sortie)

Ib et Vbe . (pour diverses valeurs de le et Vce ) (caractéris­ tique d'entrée)

)

)

5 9

V

be et IcCpour diverses valeurs de

Vce

et le I V» ©"t VceCpour diverses valeurs de le et Vbe

L'appareil utilisé (représenté sur la photo n° 14.) et ses accessoires permettent bien d'autres relevés intéressants dont nous allons en citer les principaux.

1) relevé de caractéristiques de transistors et- étüde de leur fonctionnement pour différentes charges et polarisations dans les 3 montages fondamentaux émetteur, base ou collec­ teur à la masse, (mesures de courants de (j,02yaA à 2 A, de tensions de 100

yiuV

à 10

V).

2) mesures de résistance dynamique d'entrée et de sorti-e à

»

1.000 cy./ sec.

3) relevé de caractéristiques aux très bas niveaux de diodes semi-conductrices au germanium et au silicium.

4) triage et choix aisé de ou 4 diodes ayant des caracté­ ristiques identiques aux très bas niveaux.

5) tracé des caractéristiques des transistors de puissance —>.10W, 6) comparaiaonfacile des caractéristiques de 2 transistors pré­

sumés identiques.

7) étude de couplages directs ou capacitifs de 2 transistors (banc d’essai d'amplificateurs continus à 2 étages).

I

«

TRTSn^rSTOR

■f-QAA

tor (0C71) le en fonction de Vce rentes valeurs de l'D Cen trait ilei rentes valeijrs de VTDe(en j^ointilld)

Tranr;

Graphique n°l^.

Transistor (OC?!) Ib en fonction de Vbe

îOJL^A_j

Tr' -r.Gistor (üC71) le

c-i:

foriction del üur d’ff jreiïtei: valeurs de Vbe(en trai OUI' Jiff .rentes valeur:; de Vce(en .,oir.

TRÀN

hi^Xae n°15.

Transictor (üC71) Vbe en fouet r ci.'.fférentes voleurs de Ib(en

Ph. 14

4°jPH.14 ?4)plii-éll'*'‘èn5cial' servant' ' à '^réTê'^’r divëïB^s

wp^L-caracteristiques des diodes setui-condu-ctrices et

des transistors

‘ Arn^lif icateur continu c^u^.let lain.iatürieé

(a d. O. ) comprenant:-

l'oscillateur bloqué (1 trcnsisi le modulateur à ù transi^.tors

---^un alternatif (3 :.;tages) enïd'Qtîlatlur (1 diodes)

67

2.7» iv.odulateurs à 2. transistors,

2«7»1« .i:X‘iriQi£e d*un circuit modulateur Cümx;ensé à 2 transistors (rdfSrence ie. )

Les deux transistors dont montés en connection "inverse". Ce circuit permet une certaine coaix^ensation des tensions et courants introduits par le transistor ' lors de son fonction­ nement en tant qu'interrupteur aux très bas niveaux.

Il ne peut moduler que des tensions j^ositives ou négatives inférieures a la tension de commande de la base. £'n effet, si la tension à moduler était plus grande que la tension de com­ mande, l'un ou l'autre des transistors A ou B ne serait pas bloqué, comme nous pouvons le voir d'ax;rès la règle du â

Lous avons vu que le circuit équivalent à un transis­ tor qui conduit se compose d'un interrupteur idéal,fermé en sé­ rie avec une source de tension Vp .Tandis que l'équivalent d'un transistor "bloqué" est un interrupteur parfait ouvert, shunté par une source de courant ,

68

R

chArea

£i A conduit

Los sources de courant sont dans les <1 ças aises en courtcircuit ^ai’ les sources de tension et la sortie alternative oscille

entre et VpB • les 2 transistors ont été choisis comme

se comportant de façon semblable aux bas niveaux Y = Y ,

la sortie est un courant continu ne comportant plus aucune composante altei-nativd.

Lorsque l'entrée n'est pas prise en courtcircuit mais est reliée à une source dont la résistance interne est Kg, les

Si A conduit Si B conduit

hous voyons que dans le cas où B conduit (fig. de droite) l'effet de est encore négligeable, puisque la sortie est mise en courtcircuit par Y^a ; mais dans le cas où A conduit, l'effet de la source de courant Ipdn'est plus négligeable et

ajoute une eomposante à la tension de sortie égale à T ^ Rg + Rch

69

Cette cooii-osante est négligeable lorsque l'impédance d’entrée ^est faible. Ce modulateur conviendra donc parfaitement pour

l’interruption périodique de très faibles signaux^mais sous faible impédance.

Dans le cas des modulateurs pour amplificateur continu de calculateur analogique, nous avons vu qu’au contraire, la résistance d’entrée devait être la plus élevée possible.

Principe d’un circuit modulateur de faibles signaux (à 2 transistors) pouvant interrompre des tensions positives ou négatives plus grandes que la tension de

commande (référence i 8. )

Ktude du circuit

l)Pendant la conduction

Supposons que la tension de commande ait les polarités in- (liquées sur le schéma; les 2 jonctions base-collecteur sont polarisées dans le sens direct et par conséquent les 2 tran-

sisjttors conduisent dans les 2 directions. Le circuit équi­ valent pour cette polarité de la tension de commande se

compose principalement des 2 sources de tension en opposition et Vt\

Ces 2 différences de potentiel se compensent dans la mesure où les transistors sont identiques

70

2)Fendant l'interruption

Lorsque la tension de comraande a les polarités inverses de

celles indiquées sur le schéma î.ï ;(voir schéma les

2 jonctions hase-collecteur sont polarisées en sens inverse

1) Lorsque les polarités de la tension à moduler sont celles indiquées sur la fig; ti»-ila jonction base-émetteur du tran­ sistor B est polarisée en sens inverse.

2) Lorsque les polarités de la tension à moduler sont inverses de celles indiquées sur la fig.M?-^.la jonction base-émetteur du transistor A est polax'isée'en sens inverse.

Wous voyons dnnc que pendant l’intervalle "bloquant"» quelles que soient les polarités de la tension à moduler, il y a tou­ jours au moins un des transistors A ou B qqi bloque complète­ ment le circuit.

Le circuit équivalent, pendant 1’intexvalle "bloquant" est fort compliqué mais peut, pour de grands signaux se ramener approximativement à I X I S---

0

---

5

OU à O •O+

71

t£,8. Ampllficateux^ continu complet, miniaturisé (à modula­ tion par transistors)

c^.8«l. Schéma et réalisation expérioientale.

L'amplificataur continu de la fig.xs/i.fonctienne suivant le principe de la cnodulation amplification alternative et dé­ modulation (voir § 2.1 4.2. i).

Le modulateur à 2 transistors (ë 2.7.2. ) est alimenté

en impulsions par un oscillateur bloqué à transistor (§ 2.13 .1.)

L'amplificateur alternatif à trois étages (§ ) est

suivi d'un démodulateur par charge de capacités à la valeur de crête du signal (§ 2.2.2. ).

Tout l'appareil a été miniaturisé'et est logé dans le capot métallique d'un ancien tube électronique 6L6. qui lui sert de blindage.

L'alimentation et les sorties (chiffres 1 à 6 sur le. schéma) se font par les broches du tube.

L'entrée continue se fait par plug blindé au sommet du tube.

2.6.2» Performances de l'amplificateur continu et Inconvénients des modulateurs à translsj^tors destiné aux amplificateurs de dalculateur analogique.