Caractérisation de la susceptibilité électromagnétique des étages d'entrée de composants électroniques

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Clovis Pouant

To cite this version:

Préparée au sein de l’école doctorale

I2S

Et de l’unité de recherche

UMR 5214

Spécialité:

Électronique

Présentée par

Clovis Pouant

Caractérisation de la

susceptibilité

électromagnétique des étages

d’entrée de composants

électroniques

Soutenue le 9 décembre 2015 devant le jury composé de

Philippe BESNIER Directeur de Recherche IETR Rapporteur Mohamed RAMDANI Maître de Conférences ESEO Rapporteur Alain REINEIX Directeur de Recherche Xlim Examinateur Laurent CHUSSEAU Directeur de Recherche IES Examinateur Jérémy RAOULT Maître de Conférences IES Directeur de Thèse Patrick HOFFMANN Ingénieur CEA/DAM Examinateur Pierre BRUGUIÈRE Assistant scientifique CEA/DAM Invité

Je suis honoré et heureux d’avoir pu défendre ma thèse devant le jury constitué de Philippe Besnier, Mohamed Ramdani, Alain Reineix, Laurent Chusseau, Jérémy Raoult, Patrick Hoffmann, Pierre Bruguière et Philippe Pouliguen. Je remercie en particulier Philippe Besnier et Mohamed Ramdani pour avoir accepté de juger ce travail en qualité de rapporteurs. Je les remercie pour l’intérêt qu’ils ont porté à mon manuscrit et pour leurs remarques pertinentes.

Je tiens à remercier particulièrement Jérémy Raoult, pour son encadrement sur ces trois années de thèse. Tu m’as beaucoup appris et apporté tant sur le plan scientifique que sur le plan personnel. Tu m’as permis de construire, de développer une méthodologie qui me permettra d’avancer et d’évoluer dans le monde de la recherche. Travailler et échanger avec toi a vraiment été un réel plaisir, je te souhaite une bonne continuation ainsi que de nouvelles aventures scientifiques !

J’adresse mes sincères remerciements à Patrick Hoffmann, pour son encadrement et son accueil au CEA Gramat. Tu as facilité mon intégration au PRD et dans le département du Lot. Nos longues discussions scientifiques et épistémologiques ont été enrichissantes pour mener à bien ce travail de thèse.

J’adresse aussi mes remerciements à Laurent Chusseau, qui m’a fait l’honneur de présider le jury.

Je tiens également à remercier Pierre Bruguière pour son aide précieuse et ses conseils enrichissants qui m’ont permis d’accomplir ce projet de recherche.

Je remercie également Sylvie Jarrix de m’avoir fait confiance et de m’avoir pro-posé de postuler sur ce sujet de recherche en partenariat avec le CEA.

Je remercie Alain Reineix et Philippe Pouliguen pour leurs jugements en tant qu’examinateurs.

Je remercie également les permanents et les doctorants de l’équipe RADIAC. Je leur souhaite une bonne continuation dans leurs projets professionnels. Bon courage au nouveaux doctorants Pierre et Alex.

Un pensée pour Rachid avec qui la bonne humeur est toujours présente même dans les moments difficiles. Je suis heureux d’avoir eu un camarade comme toi pendant ce projet de recherche. Force et honneur pour tous les moments inoubliables passés ensemble ! ! !

Je souhaite une bonne soutenance de thèse à Mourad et je tiens à le remercier d’avoir toujours été à l’écoute pendant les moments difficiles. Ce fut un plaisir de partager ton bureau pendant notre rédaction. Au fait j’ai passé le bonjour à l’Aus-tralie pour toi ! ! !

Une grosse pensée et un énorme merci à Judie qui m’a beaucoup apporté et toujours soutenu pendant la fin de ma thèse. Les moments passés ensemble m’ont permis de me ressourcer et d’être apte à franchir les étapes.

Introduction générale 9

1 Introduction 13

1.1 Description des effets fondamentaux liés aux Armes à Énergie Dirigée

Électromagnétique (AED EM) . . . 13

1.1.1 Les sources utilisables pour les AED EM . . . 14

1.1.1.1 Les sources « bande étroite » . . . 15

1.1.1.2 Les sources « large bande » et « ultra large bande » . 17 1.1.2 Couplage de la perturbation électromagnétique et les effets de cavités . . . 19

1.1.3 Les effets sur les circuits et les composants . . . 21

1.2 Analyse de la susceptibilité électromagnétique des composants élec-troniques . . . 24

1.2.1 Définition de le susceptibilité et de la vulnérabilité électroma-gnétique . . . 24

1.2.2 État de l’art sur les études de susceptibilité électromagnétique 27 1.2.2.1 Évolution des recherches sur les effets des interfé-rences électromagnétiques . . . 27

1.2.2.2 Les effets dus aux AED EM . . . 30

1.2.2.3 Le projet MURI . . . 32

1.2.3 Cadre de notre étude, transistor MOS . . . 35

2 Les bancs d’expérimentation mis en place 37 2.1 Introduction . . . 38

2.2 Caractérisation statique du transistor sous agression . . . 38

2.2.1 Injection en mode conduit . . . 38

2.2.3 Présentation de la carte de test . . . 41

2.3 Étude en régime impulsionnel . . . 43

2.3.1 Introduction . . . 43

2.3.2 Présentation du banc d’expérimentation . . . 44

2.4 Correction des sondes de mesures de courants aux entrées du nMOS 49 2.4.1 Correction d’une sonde de courant . . . 49

2.4.2 Sorties adaptées . . . 50

2.4.3 Le port 3 connecté au nMOS . . . 52

2.4.3.1 Le courant de grille . . . 53

2.4.3.2 Le courant de source et de substrat . . . 54

2.4.3.3 Le courant de drain . . . 55

2.5 Présentation du banc d’expérimentation permettant l’extraction des éléments extrinsèques . . . 56

2.5.1 Les problèmes liés à la mesure . . . 56

2.5.2 Le banc de test . . . 56

2.5.3 Les étapes de calibration . . . 58

2.6 Les méthodes expérimentales . . . 59

2.6.1 Le contrôle des instruments et l’acquisition des données . . . . 59

2.6.2 Les procédures de mesures . . . 60

3 Caractérisation du transistor MOS à quatre terminaux 63 3.1 Généralités sur le transistor MOS . . . 64

3.1.1 Structure de base . . . 64

3.1.2 Une description qualitative du fonctionnement du transistor MOS . . . 66

3.1.3 Caractéristiques statiques du transistor MOS . . . 69

3.2 Les effets non idéaux . . . 73

3.2.1 Introduction . . . 73

3.2.2 La mobilité effective . . . 74

3.2.3 Vitesse de saturation des porteurs . . . 76

3.2.4 Modulation du canal . . . 78

3.3 Analyse transitoire du transistor MOS en régime fort signal . . . 80

3.3.1 Régime de fonctionnement quasi statique . . . 80

3.3.2 Évolution des courants en régime quasi statique . . . 84

3.4.1 Introduction . . . 97

3.4.2 La capacité MOS . . . 98

3.4.3 La transconductance et la conductance du transistor MOS . . 102

3.4.3.1 Transconductance . . . 102

3.4.3.2 Conductance . . . 103

3.4.4 Les éléments extrinsèques . . . 104

3.4.4.1 Introduction . . . 104

3.4.4.2 Extraction des éléments extrinsèques . . . 106

3.4.4.2.a Capacité grille-drain extrinsèque Cgde . . . 107

3.4.4.2.b Capacité grille-source extrinsèque Cgse . . . . 110

3.4.4.2.c Capacité drain-substrat et drain-source extrin-sèques Cbde+ Cdse . . . 110

3.4.4.2.d La résistance de grille Rgg . . . 112

3.4.5 Comportement dynamique du transistor MOS . . . 116

4 Étude de la susceptibilité électromagnétique du transistor 121 4.1 Phénomène physique à l’origine du dysfonctionnement étudié : Le redressement . . . 122

4.1.1 Introduction . . . 122

4.1.2 Le phénomène de redressement . . . 123

4.2 Caractérisation du transistor sous agression électromagnétique . . . . 125

4.2.1 Caractéristiques statiques : mise en évidence d’une variation de la valeur moyenne du courant . . . 125

4.2.2 Calcul des variations de la valeur moyenne du courant . . . 127

4.2.2.1 Méthode de calcul numérique . . . 128

4.2.2.2 Méthode de calcul analytique . . . 129

4.2.2.3 Fonctionnement en zone saturée . . . 132

4.2.2.4 Fonctionnement en zone non saturée et linéaire . . . 137

4.2.2.5 Les limites de validité de l’expression analytique . . . 141

4.2.2.5.a Limite en puissance . . . 141

4.2.2.5.b Limite en fréquence . . . 142

4.2.3.2 Présentation des courants, avec des effets non-quasi statiques . . . 150 4.2.3.3 Dépendance du courant de drain avec la fréquence . 154 4.3 Étude du montage inverseur sous agression électromagnétique . . . . 158 4.3.1 Analyse transitoire des courants en montage inverseur . . . 158 4.3.2 Phénomène de « détection active » . . . 165 4.3.2.1 Étude temporelle des tensions entrée/sortie . . . 165 4.3.2.2 Analyse du phénomène de « détection active » . . . . 169 4.3.3 Analyse des mesures des courants . . . 170 4.3.4 Dépendance du courant de drain avec la fréquence . . . 177

Conclusion 181

Ce travail de thèse est issu d’une collaboration entre l’équipe de recherche RA-DIAC (Radiations et Composants) rattachée à l’Institut d’Électronique et des Systèmes (IES), UMR5214, et le Laboratoire Micro-ondes de Forte Puissance (LMFP) du CEA/DAM Gramat (Commissariat à l’Énergie Atomique et aux Éner-gies Alternatives/Direction des Applications Militaires). La bourse de thèse a été financée par le CEA. Ces travaux de recherche ont été réalisés sous la direction de Monsieur Jérémy Raoult, Maître de Conférences à l’IES et encadrés par Monsieur Patrick Hoffmann, Ingénieur chercheur au CEA Gramat.

Le travail de recherche présenté dans ce manuscrit constitue une étude de la susceptibilité électromagnétique (EM) d’un transistor MOS (Metal Oxide Semi-conductor) dans une gamme de fréquences allant de 10 MHz à 1 GHz. Elle contribue aux études générales de développement de la modélisation de la susceptibilité EM des composants et d’équipements électroniques.

susceptibilité EM des sous-systèmes constituant le système. En effet, il est possible d’accéder à certains comportements internes du système et de quantifier l’écart entre les paramètres caractéristiques du comportement nominal et sous contraintes. Une étude de susceptibilité au niveau du composant a ainsi été développée au cours de ce travail de thèse.

Des travaux antérieurs ont montré le rôle joué par les étages de protections contre les décharges électrostatiques. En effet, ces étages de protections sont conçus pour avoir une influence marginale sur le fonctionnement nominal du circuit. Cependant, lorsque l’amplitude du signal parasite est très supérieure au seuil d’activation des étages de protections, ces dernières peuvent détecter l’enveloppe du signal agresseur qui va se propager au cœur du circuit numérique et le rendre susceptible [1, 2]. Cette connaissance est une première étape dans la caractérisation des grandeurs caractéristiques de la susceptibilité EM des composants électroniques. Elle relie, sur seulement quelques paramètres actuellement, la physique du composant à la nature du signal parasite.

L’objectif est d’apporter une compréhension fine des mécanismes physiques mis en jeu au sein du transistor MOS soumis à une agression EM intentionnelle. Notre étude porte sur la mise en œuvre d’un modèle physique, principalement basé sur les variations de charges à l’intérieur de la structure MOS. Cette démarche permet à la fois d’étudier le fonctionnement nominal du transistor et la modification de son comportement lors d’un dysfonctionnement. En outre, la compréhension des méca-nismes physiques mis en jeu dans le composant est la base de la compréhension de la susceptibilité EM. Ainsi, notre travail s’est décomposé en quatre parties que nous allons présenter au cours de ce manuscrit.

deuxième banc d’expérimentation développé au sein du CEA Gramat permet une étude des effets induits par un signal impulsionnel avec porteuse (SIP). Ce banc a pour finalité la mesure des formes d’onde de courants à tous les accès du composant. Cette démarche constitue le cœur de notre méthode d’analyse. Une attention toute particulière à la précision et à la stabilité des mesures a été observée.

La troisième partie, présentera les différentes caractérisations nécessaires pour mener à bien ce travail de compréhension du comportement du transistor sous agres-sion EM. En effet, nous étudierons la réponse du composant en régime statique, puis en régime impulsionnel fort signal. Cette approche permettra de mettre en avant les phénomènes physiques qui influencent directement le comportement nominal du transistor. Ceci nous permettra d’approfondir nos explications lors de l’analyse de la susceptibilité EM.

Dans une quatrième partie, nous aborderons l’étude de la susceptibilité EM du transistor MOS par une analyse et une modélisation de la modification de son comportement statique sous l’effet d’une interférence EM. La modélisation de cet effet induit par une onde EM sera traitée à l’aide d’une méthode analytique et par simulation électrique du composant à partir d’un modèle compact simplifié, basée sur l’équilibrage harmonique.

La bande de fréquences d’agression s’étend de 10 MHz à 1 GHz. Elle a été choi-sie d’une part au regard des fréquences porteuses couramment utilisées dans ce type d’agression, et d’autre part en respect avec les fréquences propres de fonctionnement du composant. Nous avons volontairement utilisé des fréquences basses, afin de com-mencer l’étude en régime de fonctionnement quasi statique pour lequel l’analyse est simplifiée.

Nous finirons ce chapitre, en présentant un des effets induits par une interférence EM lorsque le transistor est utilisé pour réaliser une fonction inverseuse.

Les analyses autour de ce phénomène seront données à la fois d’un point de vue fonctionnel et d’un point de vue de la physique du composant.

Introduction

Sommaire

1.1 Description des effets fondamentaux liés aux Armes à É_{nergie Dirigée Électromagnétique (AED EM) . . . 13} 1.1.1 Les sources utilisables pour les AED EM . . . 14 1.1.2 Couplage de la perturbation électromagnétique et les effets

de cavités . . . 19 1.1.3 Les effets sur les circuits et les composants . . . 21 1.2 Analyse de la susceptibilité électromagnétique des

com-posants électroniques . . . 24 1.2.1 Définition de le susceptibilité et de la vulnérabilité

électro-magnétique . . . 24 1.2.2 État de l’art sur les études de susceptibilité

électromagné-tique . . . 27 1.2.3 Cadre de notre étude, transistor MOS . . . 35

1.1 Description des effets fondamentaux liés aux Armes

à Énergie Dirigée Électromagnétique (AED EM)

nominal d’un système électronique après que ce dernier soit illuminé intentionnelle-ment, en focalisant de l’énergie EM. Cependant l’interaction d’une onde EM avec un système électronique visé est un phénomène très complexe si tous les éléments du scénario sont pris en compte. Il est possible d’illustrer ce type de scénario (agression par AED EM) en le décomposant en plusieurs étapes, comme le représente la figure 1.1. L’AED EM va rayonner un champ EM, qui va pénétrer dans le système à travers

Figure _{1.1 – Scénario d’une illumination EM d’un système électronique par une}

AED EM.

les différentes ouvertures et exciter des modes EM à l’intérieur de ces ouvertures. Les câblages, les pistes des cartes et les broches des circuits intégrés agissent comme des antennes qui vont coupler l’énergie EM jusqu’aux composants électroniques. Du fait de la non-linéarité de ces composants électroniques, leurs réponses vis-à-vis d’une telle perturbation peut potentiellement entraîner des dysfonctionnements au sein du système visé [3].

1.1.1

Les sources utilisables pour les AED EM

tech-nologiques différentes : les sources dites « bande étroite » (BE) qui vont générer un signal impulsionnel avec porteuse (SIP), et les sources dites « large bande » (LB), voire « ultra large bande » (ULB) qui génèrent respectivement des impulsions de courte ou de très courte durée.

1.1.1.1 Les sources « bande étroite »

Bien que les sources BE et LB soient toutes définies comme des AED EM, les technologies utilisées pour générer un champ EM sont différentes. En effet les sources BE les plus puissantes nécessitent l’utilisation d’un faisceau d’électrons qui va in-teragir (bonne condition de synchronisation) avec une onde EM [4]. Tandis que les sources LB et ULB n’utilisent pas de faisceau d’électrons. Ainsi, l’élaboration d’une source BE requiert généralement un certain niveau de sophistication technologique et son mode de fonctionnement est proche de celui d’un laser. La figure 1.2 repré-sente de façon schématique le fonctionnement d’une source BE. Un générateur haute

Figure_{1.2 – Schéma du fonctionnement d’une source BE.}

naîtra un faisceau d’électrons relativiste (tubes à vide) qui va se propager à l’inté-rieur d’une région d’interaction radio fréquence (RF) et qui va convertir l’énergie cinétique du faisceau en une onde EM de forte puissance. Cette dernière est par la suite acheminée à une antenne adaptée à l’émission de forte puissance [5].

L’énergie EM des formes d’onde des signaux à BE est concentrée dans une gamme de fréquences très réduite, de l’ordre de 1% autour de la fréquence de la porteuse (source de faible énergie mais de forte puissance). Cette dernière s’étend sur un spectre relativement élevé qui peut s’étendre entre 500 MHz et 100 GHz [6]. Suivant le type de source utilisée, la durée du signal impulsionnel (à mi-hauteur) peut varier de 10 ns à 1 µs, avec un taux de répétition des impulsions qui varie du mono coup à 1 ms [7]. La puissance crête RF est généralement de la classe supérieure à 100 MW, d’où l’appellation source RF de forte puissance. Le rendement de ces différentes sources est relativement faible (< 40%). La tension d’alimentation peut dépasser plusieurs centaine de kV. Le signal RF ne peut être généré à de telles puissances que sur de courtes durées ; ce qui explique qu’il soit émis sous forme de trains d’impulsions avec une porteuse mono fréquence. Un exemple de signal issu d’une source BE (CEA Gramat) est représenté à la figure 1.3.

Figure _{1.3 – Forme d’onde temporelle et spectrale d’un signal BE.}

Nous remarquons que le signal BE possède une largeur d’impulsion Li ≈ 100 ns

avec un temps de montée et de descente tr= tf ≈ 20 ns. La fréquence de la porteuse

est de 1,5 GHz avec une fréquence de répétition de 200 Hz.

1.1.1.2 Les sources « large bande » et « ultra large bande »

Comme vu précédemment, les sources LB et ULB n’utilisent pas de faisceau d’électrons. Cependant l’ensemble de ces sources utilisent un générateur haute ten-sion pulsée (générateur de Marx [8, 9] ou un transformateur Tesla [10, 11] ou un transformateur résonant impulsionnel [12]).

La figure 1.4 représente de façon schématique le fonctionnement d’une source LB et ULB. Ces sources EM fonctionnent de la manière suivante : il faut générer

Figure _{1.4 – Schéma du fonctionnement d’une source LB.}

une impulsion haute tension, avec un temps de montée le plus court possible, qui est ensuite couplée via un étage de mise en forme à une antenne (optimisée dans la bande de fréquence) qui va rayonner le champ EM. La différence entre les sources LB et ULB réside dans la forme de l’impulsion.

Pour une source LB, de type sinusoïde amortie (pseudo période pouvant aller de 50 MHz à 1 GHz), l’étage de mise en forme peut être une ligne oscillante dont la fréquence de résonance est en λ

4 [12].

transfère à l’antenne [10].

Contrairement aux signaux BE, le but de ces signaux LB et ULB n’est pas d’agresser la cible au moyen d’un signal à fréquence prédéterminée, mais plutôt d’illuminer cette dernière dans une large gamme spectrale. L’exemple d’un signal issu d’une source LB et ULB (CEA Gramat) est représenté à la figure 1.5. Le signal

Figure _{1.5– Forme d’onde temporelle et spectrale d’un signal LB et ULB.}

LBest constitué d’une sinusoïde amortie de pseudo fréquence (190 MHz) tandis que le signal ULB se compose d’une impulsion de temps de montée tr ≈ 400 ps. Pour

déterminer le spectre d’illumination de ces signaux, il faut calculer la largeur de bande réduite (Lb) déterminée à partir du spectre du champ EM de la figure 1.5.

Lb = 2 ·

fh− fb

fh+ fb

(1.1) Avec,

fh : la fréquence de coupure haute à −20 dB du spectre du champ rayonné

fb : la fréquence de coupure basse à −20 dB du spectre du champ rayonné

Table 1.1 – Classification des signaux d’après [13].

Famille Lb

Bande étroite 1 % < Lb < 100 %

Large bande 100 % < Lb < 163 %

Ultra large bande 163 % < Lb < 200 %

Ainsi, le spectre (∆f) rayonné par la source LB est de l’ordre de 230 MHz autour

de la fréquence de la porteuse (figure 1.5), avec Lb ≈ 100 %. Celui de la source ULB

vaut ∆f ≈ 1 GHz avec Lb ≈ 333 %. Finalement celui obtenu avec la source BE

(figure 1.3) vaut ∆f ≈ 100 MHz avec Lb ≈ 6 %.

L’utilisation de sources LB et ULB permet d’illuminer une cible sur une large bande spectrale augmentant la probabilité du couplage de l’onde EM avec le système électronique visé. Ces sources sont principalement destinées à des agressions de type « Back door » (partie 1.1.2). Comme vu précédemment, les sources BE délivrent leur énergie dans une bande spectrale très étroite. Par conséquent, si la cible est immunisée autour de la fréquence centrale d’agression, l’effet lié à ce type de source sera fortement réduit. Cependant, les sources BE tendent de plus en plus à être accordables en fréquence et à être compactes (par exemple l’utilisation d’un Vircator, accordable avec la tension d’alimentation ou la modification de la cavité d’une source RF pourrait générer de nouveaux modes EM [14]). Ces sources sont principalement utilisées pour des illuminations de cibles de type « Front door » (partie 1.1.2), mais elles peuvent également réaliser des agressions sur des cibles de type « Back door ». Nous allons maintenant aborder les mécanismes de couplage d’une onde EM avec un système électronique, pour définir clairement les agressions de types « Front door » et « Back door » mentionnées précédemment.

1.1.2

Couplage de la perturbation électromagnétique et les

effets de cavités

Une onde EM issue d’une AED EM peut se coupler sur un système électronique de plusieurs façons, comme le représente la figure 1.6.

Figure _{1.6 – Schéma illustrant le couplage « Front door » et le couplage « Back}

door », d’après [15].

différents circuits électroniques.

Ainsi, le couplage d’une perturbation EM avec un système électronique est ty-piquement défini en deux catégories bien distinctes :

— le couplage direct (« Front door ») est défini comme un couplage entre l’onde EM et le système par l’intermédiaire des antennes de transmission/réception (du système visé) qui permettent de communiquer avec d’autre systèmes [15, 16]. Les systèmes sans fils possédant des antennes tels que les systèmes Wi-Fi, les systèmes bluetooth et les téléphones portables sont de bons exemples de systèmes qui présentent des failles à un couplage « Front door ». L’efficacité de ce mode de couplage est optimale si la fréquence du signal agresseur se situe dans la bande de fonctionnement du système visé. La protection contre ce type d’agression est d’autant plus difficile qu’il faut trouver le bon compromis entre son efficacité dans la bande et la non perturbation du fonctionnement nominal.

du système qui n’est pas dédiée à la transmission/réception de signaux RF [15]. Le couplage de l’onde EM sur un câble va générer un courant et/ou une tension qui vont se superposer au signal nominal jusqu’à l’accès des broches des composants électroniques pouvant entraîner un dysfonctionnement. Si les pistes du circuit ne sont pas conçues pour transmettre ou recevoir des signaux agresseurs, elles introduisent des résonances parasites à l’intérieur du système réduisant le niveau de puissance RF nécessaire pour activer des effets liés aux AED EM [15].

La probabilité du couplage d’une onde EM sur un circuit électrique va être importante si la longueur d’onde du signal agresseur est proche de la longueur des pistes du circuit. Cette probabilité va également augmenter si le contenu spectral de l’agression est riche (source ULB et LB).

Les cavités vont également jouer un rôle important pour les effets liés aux AED EM, puisque l’onde EM va pouvoir potentiellement pénétrer à l’intérieur d’un sys-tème via les différentes ouvertures de ce dernier [17]. Dans ce cas il est possible d’exciter de nouveaux champ EM suivant les différents modes de résonances de la structure. La prédiction de cette nouvelle distribution du champ EM est très difficile du fait de la complexité des différentes conditions aux limites EM. Dans certains cas, les dimensions des ouvertures sont très grandes par rapport aux longueurs d’onde EM, donc les différents modes de la cavité vont posséder un très faible espacement fréquentiel [18].

1.1.3

Les effets sur les circuits et les composants

Les progrès technologiques réalisées par les industries de semi-conducteur donnent naissance à des composants électroniques de plus en plus petits et rapides. La pro-cédure employée pour la réduction des dimensions clés d’un transistor MOS (en particulier la longueur de grille, la profondeur des caissons, l’épaisseur d’oxyde de grille, la tension d’alimentation, ...) d’une génération à une autre est appelée réduc-tion du facteur d’échelle avec un champ électrique constant. Dans ce contexte, le rapport de l’ITRS [19] de 2013 (International Technology Roadmap for Semiconduc-tors) propose une synthèse sur les efforts à fournir par l’industrie pour poursuivre l’intégration des circuits intégrés. Le tableau 1.2, représente l’évolution des princi-paux paramètres technologiques.

Table 1.2 – Évolution des différents paramètres technologiques selon l’ITRS.

Année de production 2015 2016 2017 2018 2019 2020

Longueur de grille (nm) 17 15,3 14 12,8 11,7 10,6

Épaisseur oxyde (nm) 0,76 0,72 0,68 0,63 0,58 0,54

Tension d’alimentation (V) 0,8 0,77 0,75 0,73 0,71 0,68

commuter, et leurs marges d’immunité au bruit (directement liées aux tensions d’ali-mentation) diminuent considérablement [20] ; ainsi les effets liés aux interférences EM ne cessent d’augmenter. De plus les oxydes de grille deviennent plus vulné-rables du fait de la constante réduction de leurs épaisseurs physiques (voir tableau 1.2). En outre, les avancées technologiques pour la conception de nouvelles AED EM plus performantes (en puissance RF [14]) vont accroître la vulnérabilité EM des circuits électroniques.

Dans la littérature, les dysfonctionnements générés au sein des systèmes et des circuits électronique sont principalement définis en fonction de leurs sévérités. Gé-néralement, d’après [6], ces différentes sévérités sont classées comme suit :

— Le terme dysfonctionnement temporaire est défini comme étant la capacité à perturber le fonctionnement nominal d’un système électronique sans pour autant infliger de dégâts à ce dernier (système). Par exemple l’effet de « gré-sillement » sur un poste radio de voiture issu d’un rayonnement d’une ligne haute tension va disparaître dès lors que la voiture quitte cette zone. Ainsi, il y a bien un dysfonctionnement temporaire puisque le système « victime » peut facilement retrouver son état de fonctionnement nominal.

— Un dysfonctionnement permanent permet de supprimer le fonctionnement nominal d’un système « ennemi » et de potentiellement infliger de léger dé-gâts au système visé. Par exemple, le signal agresseur peut entraîner une « coupure/allumage » du système pendant des intervalles de temps irrégu-liers, rendant ce dernier « immobile » même après arrêt de l’illumination. Ainsi, le système visé doit être arrêté et être redémarré (voire même subir des réparations mineures) pour qu’il puisse redevenir opérationnel.

des composants, cartes du circuit, pistes du circuit qui composent le système électronique visé. Ce niveau de dysfonctionnement inclut par exemple, la détérioration de l’oxyde de grille d’un composant MOS, la dégradation des fils de « bonding » à cause d’un échauffement thermique, etc...

Ainsi, lors d’un dysfonctionnement irréversible, il est nécessaire de remplacer la composante endommagée du système pour que ce dernier puisse retrouver un fonctionnement nominal.

— Finalement la destruction d’un système électronique est le dysfonctionne-ment le plus sévère que peut engendrer une AED EM. Ce phénomène de destruction se manifeste lorsqu’une forte énergie EM se couple au système électronique et cause de nombreux dégâts irréparables.

Les études portées sur la compréhension des dysfonctionnements temporaires et permanents sont basées sur une connaissance de la physique des semi-conducteurs et des circuits électroniques. Tandis que l’analyse des dysfonctionnements irréversibles et de destructions nécessite de connaître les propriétés physiques des matériaux, telles que les niveaux de claquages de l’oxyde de grille et les tolérances thermiques des fils de « bonding ».

Dans le cas de ce travail de thèse, nous considérons que les niveaux de puissance appliqués en mode conduit au transistor vont seulement engendrer des dysfonc-tionnements temporaires voire permanents. En effet, nous supposons que le signal agresseur qui se propage aux étages d’entrée des composants a subi, au préalable, une atténuation conséquente pour que le niveau de puissance n’engendre aucune sévérité supérieure à un dysfonctionnement permanent. Ainsi, nous considérons que l’onde EM a réussi à franchir la barrière constituée par la structure métallique du sys-tème pour se coupler directement aux cartes électroniques (couplage indirect « Back door »).

1.2 Analyse de la susceptibilité électromagnétique

des composants électroniques

1.2.1

Définition de le susceptibilité et de la vulnérabilité

élec-tromagnétique

Figure _{1.7 – Scénario général de la vulnérabilité électromagnétique.}

Les termes de susceptibilité et de vulnérabilité EM sont souvent utilisés de manière interchangeable (équivalence), ce qui est incorrect. La vulnérabilité EM suppose une source et une cible évoluant dans un environnement plus ou moins complexe. La source EM se caractérise par son signal incident Sinc, possédant

une certaine orientation par rapport à la cible et des caractéristiques temporelles propres (figure 1.7). L’environnement et la cible vont modifier ces caractéristiques. La contrainte, Cn, correspond au signal modifié, suite à une projection de ce

EM est dite « Back door ». La cible qui est définie comme un système électronique d’ordre n est elle-même constituée de sous-systèmes électroniques d’ordre inférieur. Le sous-système d’ordre 2 est alors l’équipement ; l’ordre 1 : la carte imprimée et l’ordre le plus bas : le composant électronique. Ce dernier constitue l’ultime stade de décomposition de la cible pour lequel l’observation du comportement (la mesure) est du même type que celle employée pour l’observation du comportement des autres sous-systèmes (carte imprimée, équipement) et systèmes.

La susceptibilité EM du système définit, pour sa part, les conditions d’appa-rition d’un mauvais fonctionnement ou dysfonctionnement du système lorsque des contraintes EM sont superposées aux signaux de commande et/ou fonctionnels. Cette superposition de la contrainte est appliquée soit en mode conduit sur les en-trées filaires du système, soit en mode rayonné sur tout ou partie du système. Pour déterminer alors une susceptibilité absolue, il faut pouvoir accéder à une obser-vation complète du comportement nominal du système (enchainement de tous les états avec des signaux fonctionnels et/ou de commande) et définir un ensemble fini de contraintes. Si pour chaque contrainte appliquée aucun dysfonctionnement n’a pu être observé, alors le système n’est pas susceptible à ce domaine de contrainte. Si en revanche, l’observation du système n’a pas permis de vérifier l’ensemble des enchai-nements des états du système pour tous les signaux fonctionnels et/ou commande, alors le système est susceptible pour un niveau de contrainte Cn.

La vulnérabilité EM consiste alors à comparer le résultat de la transformation T_∞du signal incident (figure 1.7) par rapport aux contraintes Cnayant entraîné une

susceptibilité du système. Ainsi :

Si, T_∞[Sinc] < Cn, le système n’est pas vulnérable

Si, T_∞[Sinc] ≥ Cn, le système est vulnérable

Dans le second cas, une phase de protection ou de durcissement du système doit être envisagée.

ne peut être que déduite mais pas observée. Il est également très difficile de défi-nir les limites des caractéristiques des contraintes appliquées au système. Il existe donc des « gabarits » de contraintes prédéfinies, souvent décrits dans les normes d’essais électromagnétiques (CEM). Ces signaux doivent couvrir la grande majorité des contraintes que rencontrera le système dans l’exercice de ces différentes missions. Dans ce cas de figure, la susceptibilité et la vulnérabilité EM sont dites relatives (par rapport aux contraintes appliquées) et partielles en matière d’observabilité. Ainsi, nous parlerons de probabilité de vulnérabilité. Cette dernière, associe la confiance sur l’observable (qualité de la mesure) et l’incertitude des caractéristiques des signaux de contraintes.

Finalement, afin d’améliorer cette confiance, il est alors souhaitable d’étudier la susceptibilité EM des sous-systèmes constituant la cible. Cette réflexion présente plusieurs intérêts :

— La possibilité d’accéder à certains comportements internes du système et de quantifier l’écart entre les paramètres caractéristiques de comportement no-minal et sous contraintes. La compréhension de cet écart permet de modifier la valeur du taux de confiance correspondant à l’observation.

— Pour des concepts d’AED EM dont on souhaiterait améliorer l’efficacité, les caractéristiques du signal incident doivent permettre d’activer la suscepti-bilité de la cible. Or la susceptisuscepti-bilité EM se traduit souvent soit par une modification de l’enchainement des états du système, soit par une modifica-tion de la nature des variables d’état directement au niveau du composant. Dans ce dernier cas, les caractéristiques du signal incident apportant l’effi-cacité de l’arme EM sont issues du mécanisme physique mis en jeu et qui modifie le comportement du composant.

1.2.2

État de l’art sur les études de susceptibilité

électroma-gnétique

Dans ce travail de thèse, nous avons étudié de façon générale la susceptibilité EM d’un composant nMOS discret. Nous allons présenter un état de l’art de la compatibilité et de la susceptibilité EM issu de Ramdani et al. [21] qui met en avant les études les plus révélatrices des effets d’une interférence EM sur des com-posants/circuits électroniques.

1.2.2.1 Évolution des recherches sur les effets des interférences électro-magnétiques

À la fin des années 70, les premiers travaux de recherche sur la réponse de composants discrets à une interférence EM, sont conduits par Richardson et al. [22, 23, 24, 25]. Les composants étudiés sont principalement des transistors bipolaires (technologie mature à l’époque) et une étude seulement porte sur un transistor à effet de champ. Ces travaux montrent qu’une interférence EM de faible puissance induit une modification du point de fonctionnement statique du composant. En effet, du fait de la non-linéarité de la jonction pn (base/émetteur), cette dernière entraîne un redressement du signal interférant qui provoque cette modification. Une formulation analytique permet de prédire la modification du courant collecteur, en prenant en compte un phénomène de défocalisation du courant. Ces travaux de recherche initient une approche sur la compréhension des mécanismes physiques mis en jeu lors d’une modification du point de fonctionnement du transistor sous agression EM. Par la suite, Larson et Roe [26] ont développé et amélioré un modèle Ebers-Moll d’un transistor bipolaire capable de prédire la modification du courant de ce dernier face à une interférence EM fort signal.

Par la suite, Tront et al. [29] ont utilisé ce même modèle d’Ebers-Moll sous un lo-giciel de simulation électrique SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) assisté par ordinateur pour étudier la susceptibilité EM d’un amplifica-teur opérationnel (AMP OP) LM 741 (circuit analogique). Cette étude a mis en avant une baisse de la dynamique du montage, entraînant une déformation du signal de sortie sous agression EM. Cette méthode numérique leur a permis d’avoir une bonne confrontation (erreur de 4 dB) entre les résultats expérimentaux/simulations. À partir des années 90, Laurain [30] a démontré qu’une interférence EM induisait des dysfonctionnements permanents sur un oscillateur commandé en tension (circuit analogique), en acronyme anglais VCO (Voltage Controlled Oscillator). En effet, ce dysfonctionnement consiste en un changement de la fréquence d’oscillation par rap-port à la valeur fondamentale. De plus, cette transition de fréquence persiste même après arrêt de l’agression EM, laissant le système dans un état de dysfonctionnement permanent. L’approche menée par Laurain consiste à une étude comportementale de la susceptibilité EM du circuit analogique.

Dans cette sous-section nous avons présenté une synthèse des travaux liés aux études générales de compatibilité/susceptibilité électromagnétique (C/SEM) sur des composants/circuits. Ainsi, nous avons vu que les interférences EM ne sont pas générées de façon intentionnelles, mais sont issues d’un fonctionnement nominal des composants électroniques (une « pollution » EM).

1.2.2.2 Les effets dus aux AED EM

Cette sous-section fournit une sélection des travaux concernant l’étude de la sus-ceptibilité EM suite à une agression EM intentionnelle dans le but d’entraîner le dysfonctionnement d’un système électronique. Du fait d’un important engouement des forces armées pour les concepts d’AED EM, la majorité des travaux sont classi-fiés [40, 41]. C’est pourquoi, nous allons nous intéresser aux effets dus aux AED EM sur des systèmes/infrastructures civils, accessibles au domaine public. La méthode conventionnelle pour évaluer les effets dus aux AED EM présentée dans cette partie est majoritairement une approche expérimentale. En effet en 1991, Pesta et al. [42] ont proposé une méthode standardisée pour évaluer la susceptibilité/vulnérabilité des systèmes électroniques, comme le représente la figure 1.8. D’après cette figure

Figure _{1.8 – Méthodologie des effets liés aux AED EM d’après [42].}

d’évaluer les seuils de dysfonctionnements de chaque composante du système. Les tests à forte puissance (High Power Microwave (HPM) tests) permettent de maxi-miser les informations obtenues, de valider les modèles analytiques, d’enrichir la base de données des effets et d’évaluer la susceptibilité et les tests réalisés.

Pendant plus d’une décennie, Bäckström et al. [15] avec l’agence de recherche de la défense suédoise ont étudié les effets liés aux AED EM sur des systèmes électro-niques. Ces systèmes sont à la fois destinés aux forces armées mais également aux équipements civils, tels que les voitures, les ordinateurs, etc. Ces différentes expé-riences ont révélé que les systèmes pouvaient être « sabotés » jusqu’à une distance de 1 km depuis la source EM. Les dysfonctionnements sont proéminents pour des fréquences d’agressions comprises dans les bandes L et S [1 GHz - 4 GHz], avec des seuils de susceptibilité atteints pour des valeurs de champs électriques d’une centaine de volts par mètre. De plus des dysfonctionnements irréversibles sont observés pour des champs électriques de [15 kV m−1 - 25 kV m−1] et ce type de dysfonctionnement

peut se manifester même lorsque le système illuminé est hors tension. La figure 1.9 représente un tel dysfonctionnement observé sur un transistor.

Figure _{1.9 – Photographie d’un dysfonctionnement irréversible sur l’entrée d’un}

transistor, d’après [15].

très courte durée. Pour cela ils ont réalisé une « batterie » de tests en répertoriant chaque niveau d’amplitude et les différents temps de montée des impulsions EM qui entraînaient des dysfonctionnements permanents. Ces niveaux d’amplitudes du champ électrique sont de l’ordre de 30 kV m−1 avec des temps de montée inférieurs à

100 ps. Ils ont également mené une étude [44] pour déterminer la susceptibilité EM de trois différents micro-contrôleurs (technologie CMOS) illuminés par des sources ULB. Ils ont fait varier les différentes longueurs de pistes des circuits afin d’étudier l’influence de ces paramètres sur l’apparition d’un dysfonctionnement permanent. Cette étude a démontré que le type de susceptibilité (dysfonctionnement perma-nent) était fortement impacté par la longueur de piste de la ligne de « reset ». Ils ont finalement réalisé une analyse statistique permettant de prédire ce type de dysfonc-tionnement pour différents micro-contrôleurs en fonction de l’amplitude du champ électrique. Une étude similaire [45] a été faite sur des ordinateurs personnels possé-dant plusieurs générations de micro-processeurs (allant du 8088 au système Pentium III). Les différents ordinateurs ont été illuminés par des sources ULB dont les temps de montée variaient de 100 ps à 10 ns avec des amplitudes de champs électriques comprises entre [ 25 kV m−1 - 1000 kV m−1]. Finalement, cette étude a montré que

les nouvelles générations d’ordinateurs étaient beaucoup plus susceptibles que les anciennes générations.

Les différents travaux présentés précédemment sont basés sur des études compor-tementales ; c’est-à-dire que l’analyse de la susceptibilité EM se fait en assimilant le système d’étude à une « boîte noire ». Ainsi, cela nous amène à présenter les nouvelles méthodologies mises en place pour réaliser une analyse plus fine de la susceptibilité EM.

1.2.2.3 Le projet MURI

des systèmes (lors de leurs phase de conception) contre les attaques d’AED EM. En utilisant des techniques innovantes, ce programme de recherche a conduit au développement de nouvelles méthodes permettant d’évaluer plus finement les effets liés aux AED EM, par comparaison avec celles basées sur des approches purement empiriques (système « boîte noire »), comme vu précédemment.

Pendant ce projet MURI, il y a eu des études portées sur le couplage EM in-direct (couplage « Back door »), dans le but de déterminer les niveaux de tensions et les courants induits à l’intérieur de cavités complexes, telles que l’unité centrale d’un ordinateur, la cabine de pilotage d’un avion etc. Du fait des faibles dimensions des longueurs d’ondes EM par rapport aux différentes ouvertures de ces cavités et à leurs complexités géométriques, l’évaluation déterministe de la distribution du champ EM est pratiquement impossible [47]. C’est pourquoi, une approche statis-tique de ce problème de couplage a été nécessaire, afin de surmonter les difficultés pour déterminer la distribution des champs EM à l’intérieur des cavités complexes qui contiennent les circuits électroniques. La méthode statistique utilisée est connue sous le nom de méthode de couplage aléatoire (Random Coupling Model (RCM) en anglais) [47, 48, 49, 49]. Cette dernière prédit la fonction de densité de proba-bilité des tensions induites à l’intérieur des cavités illuminées. Les résultats de ces travaux de recherche sont très satisfaisants et très prometteurs pour l’utilisation des statistiques pour la modélisation de la distribution des champs EM à l’intérieur de cavités complexes.

Figure _{1.10 – Changement d’état d’un inverseur CMOS d’après [50].}

commerciaux en technologie CMOS, cependant il tend à disparaître pour des fré-quences d’agressions supérieures à 4 GHz [51, 52, 51].

Le second résultat fondamental est lié au rôle joué par les étages de protections contre les décharges électrostatiques. En effet, ces étages de protections sont conçus pour avoir une influence marginale sur le fonctionnement nominal du circuit. Cepen-dant, lorsque l’amplitude du signal agresseur est supérieure au seuil d’activation des étages de protections, ces dernières peuvent détecter l’enveloppe du signal agresseur qui va se propager au cœur du circuit numérique et le rendre susceptible [53]. Ce phénomène est représenté à la figure 1.11.

Lors de cette étude les étages de protections sont formés par deux transistors nMOS et pMOS qui sont respectivement en configuration « gate-grounded » (la grille et la source sont court-circuitées à la masse) et « gate-coupled » (la grille est couplée à la tension d’alimentation VDD). Le composant nMOS est trois fois plus

rapide que le composant pMOS, ainsi lors de la montée en fréquence du signal agres-seur il y aura une nette modification du comportement nominal de l’étage pMOS ce qui entraînera un phénomène de « détection d’enveloppe » du signal parasite. Ce dernier se manifeste pleinement jusqu’à une fréquence de 2 GHz.

Figure _{1.11 – Détection d’enveloppe du signal agresseur à l’entrée d’un inverseur}

CMOS d’après [53].

EM. Cela nous amène donc à positionner notre travail de recherche dans le but d’étudier la susceptibilité EM d’un transistor nMOS commercial.

1.2.3

Cadre de notre étude, transistor MOS

Le travail de recherche présenté dans ce manuscrit de thèse, initie un développe-ment de plusieurs méthodes qui permettent d’étudier de manière générale la suscep-tibilité EM de composants électroniques. L’état de l’art global sur la suscepsuscep-tibilité EM abordé précédemment, révèle une vaste diversité des travaux de recherche. En effet, la compréhension et la modélisation de la susceptibilité EM est traitée par une approche comportementale (« boîte noire »), ou par une approche statistique ou encore par l’utilisation de modèle compact. Notre approche se place dans la conti-nuité du projet MURI, mais nous avons essayé d’apporter une amélioration dans la compréhension des mécanismes physiques mis en jeu lorsque le composant est sous agression EM.

discret). Ceci a été possible en menant des mesures des formes d’onde des courants à tous les accès du composant. Cette approche permet à la fois de comprendre le fonctionnement nominal (chapitre 3) du composant et la modification de son compor-tement lors d’un dysfonctionnement (chapitre 4). La compréhension des mécanismes physiques mis en jeu lors d’une agression EM est la base de la compréhension de la susceptibilité EM. Pour mettre en œuvre ce type d’approche, nous avons essentielle-ment ciblé notre étude sur un type de susceptibilité, correspondant à la modification du point de fonctionnent du transistor sous agression EM. Cette modification du point de fonctionnement peut induire un dysfonctionnement du circuit dans lequel est implanté le composant. Le phénomène physique à l’origine duquel les signaux parasites EM modifient le point de fonctionnent d’un composant électronique est le phénomène de redressement. Ce phénomène apparaît lorsqu’une distorsion est créée au sein du composant. C’est aussi pourquoi les non-linéarités du dispositif sont di-rectement responsables de son observation. Ainsi, dans ce travail de recherche nous avons étudié les effets induits par le signal excitateur, dont les effets impliquent les non-linéarités du transistor MOS.

Les bancs d’expérimentation mis en

place

Sommaire

2.1 Introduction . . . 38 2.2 Caractérisation statique du transistor sous agression . . 38 2.2.1 Injection en mode conduit . . . 38 2.2.2 Présentation du banc d’expérimentation . . . 39 2.2.3 Présentation de la carte de test . . . 41 2.3 Étude en régime impulsionnel . . . 43 2.3.1 Introduction . . . 43 2.3.2 Présentation du banc d’expérimentation . . . 44 2.4 Correction des sondes de mesures de courants aux

en-trées du nMOS . . . 49 2.4.1 Correction d’une sonde de courant . . . 49 2.4.2 Sorties adaptées . . . 50 2.4.3 Le port 3 connecté au nMOS . . . 52 2.5 Présentation du banc d’expérimentation permettant

2.6.2 Les procédures de mesures . . . 60

2.1 Introduction

Ce chapitre fournit une description détaillée de la méthode expérimentale dé-veloppée pour étudier la susceptibilité électromagnétique (EM) du transistor. Ce travail de thèse, permet d’approcher plusieurs domaines transverses. Nous avons mis en place une méthode expérimentale qui associe à la fois un analyseur paramé-trique pour semi-conducteurs et des équipements de mesure haute fréquence (HF). Il a fallu faire un choix crucial pour mettre en place une méthodologie d’expérimen-tation afin de réaliser une étude HF sur un composant actif basse fréquence (BF). Cela, dans le but de déterminer précisément les premiers mécanismes responsables de la modification du comportement nominal du dispositif sous agression EM. Nous avons également pris des précautions pour mesurer précisément les tensions appli-quées aux différents terminaux sans perturber la réponse du transistor, pour faciliter l’élaboration d’un modèle de prédiction des effets observés. Pour toutes les procé-dures expérimentales réalisées, la plus grande précaution a été prise pour minimiser l’introduction d’inévitables impédances parasites lors de la mesure des différents observables. De plus le signal d’agression EM est acheminé de façon conduite via des pistes jusqu’au terminal de la grille du transistor (entrée la plus probable de la perturbation EM) pour minimiser toutes incertitudes dans la mesure précise des niveaux de tensions et courants appliqués. Des méthodes similaires ont déjà été em-ployées pour l’étude de la susceptibilité EM de divers composants électroniques, telles que [54, 36, 50, 55].

2.2 Caractérisation statique du transistor sous

agres-sion

2.2.1

Injection en mode conduit

me-transistor. Cependant, elle possède un inconvénient, puisqu’elle introduit l’impé-dance d’entrée du générateur « d’attaque ». Ce mode d’injection est dit « invasive », puisque la mesure de la réponse du composant se fait sous certaines conditions d’im-pédance à ses accès, qui dépendent du générateur d’attaque. Le choix d’une étude de la susceptibilité EM menée de façon conduite a été préférée à celle réalisée en mode rayonnée. En effet cette dernière requiert un équipement spécial pour la forte puissance et des antennes adaptées à la bande de fréquences d’étude. Par ailleurs elle présente des problèmes liés au phénomène de champ proche et des difficultés à connaître précisément la puissance incidente au circuit d’étude. Néanmoins, elle possède l’avantage de ne pas affecter le circuit d’étude, tout en gardant l’intégrité du dispositif sous test le plus idéal possible.

2.2.2

Présentation du banc d’expérimentation

500 µV.

Figure _{2.1 – Schémas blocs du banc d’expérimentation permettant de mener une}

étude de susceptibilité en mode d’injection conduit.

Le module USM 2, connecté à l’inductance du deuxième té de polarisation en sortie du transistor possède une résolution de 100 nA pour la mesure du courant de drain. Les niveaux de courants et tensions mesurés au sein du dispositif sont de l’ordre du mA, ainsi la connectique utilisée entre les inductances des tés et des modules USM est réalisée par des câbles coaxiaux avec terminaison BNC (courant de fuite du câble 1 nA). L’utilisation d’un deuxième té de polarisation, connecté au terminal drain du transistor, permet de séparer le signal HF vis-à-vis du module USM 2, pour le protéger. La capacité du deuxième té de polarisation est terminée par une charge 50 Ω. Cette configuration est importante car elle permet de minimiser les réflexions qui peuvent apparaître en haute fréquence et qui peuvent notamment perturber la précision et la stabilité de la mesure.

dernière introduit une capacité de charge, d’une valeur approximative de 0,6 pF, et permet de réaliser une mesure jusqu’à 4 GHz. La ZS4000 est fournie avec différents types de connexions (signal+masse) ; l’utilisation de connectiques les plus courtes possibles permet à la tête de sonde d’être au plus près du point de mesure, rédui-sant au maximum les inductances parasites. La sonde est connectée à un oscilloscope WaveRunner 640Zi, distribué également par Teledyne LeCroy. En configura-tion une voie, l’oscilloscope possède une fréquence maximale d’échantillonnage de 40 GS s−1.

2.2.3

Présentation de la carte de test

La carte de test en circuit imprimé, ou PCBs (pour Printed Circuits Boards), utilisée pour souder le transistor d’étude, a été dessinée à l’aide du logiciel KiCAD, puis gravée à l’aide d’une graveuse LPKF pour circuits imprimés et distribuée par Laser & Electronics. L’élaboration de la carte de test est faite dans l’idée d’étu-dier exclusivement la réponse propre du composant en essayant d’éliminer au maxi-mum l’ajout d’éventuel éléments parasites qui peuvent masquer son comportement sous agression EM.

Le dispositif sous test est monté dans un boî-tier CMS (Composant Monté en Surface) de ré-férence SOT 143B. De plus le transistor pos-sède quatre broches d’accès, permettant l’accès à ses différents terminaux. Les broches 1, 2, 3 et 4 correspondent respectivement aux terminaux

substrat, source, drain et grille. De plus il existe deux diodes zener de protection montées têtes bêches entre la grille et le substrat permettant d’écrêtrer une excur-sion de tenexcur-sion à ±12 V.

La dimension du boîtier est telle que l’espacement entre chaque broche du tran-sistor est de 1,9 mm, ce qui entraîne une contrainte pour le choix des dimensions des pistes. Ainsi, il est primordial d’avoir un réseaux de pistes d’impédance carac-téristiques ZC = 50 Ω, afin d’éliminer les différents parasites lors de la montée en

fréquence du signal.

pos-séder une largeur de pistes proche de 3 mm. Le substrat hyperfréquence RODGERS utilisé a ses spécifications caractéristiques représentées dans le tableau 2.1.

Table 2.1 – Spécifications du substrat hyperfréquence. Permittivité relative, ǫr 11,2

Perte fréquentielle, tan δ 0,0022 Épaisseur du substrat 1,28 mm

Épaisseur du cuivre 35 µm

L’élaboration de la carte de test respecte des conventions bien définies, puisque nous avons utilisé un plan de masse métallique homogène d’épaisseur de 35 µm placé en face arrière. De plus, toutes les connexions de la carte mises à la masse sont faites à l’aide d’un « via » métallisé, qui ramène une inductance < 1 nH jusqu’à une fréquence de 1 GHz. Finalement, toutes les pistes possèdent des largeurs w = 1,2 mm, et leurs longueurs sont inférieures à 2 cm, afin de respecter le critère L < λ

10, évitant ainsi

l’apparition d’ondes stationnaires à une fréquence de 1 GHz. L’atelier d’électronique est représenté à la figure 2.2.

Figure_{2.2 – Disposition de l’atelier d’électronique au CEA Gramat.}

L’atelier est composé d’une machine à graver les circuits imprimés, d’un poste de soudure et de différents accessoires qui permettent de réaliser proprement les différents prototypes de test nécessaires au bon déroulement de ce travail de thèse.

D DS D GS

ou sans agressions EM. Cela a permis de réaliser une étude générale de la sus-ceptibilité EM d’un composant nMOS. La présentation des résultats montrant la modification du comportement statique sous agression sera faite au chapitre 4 du manuscrit. La précision de la mesure a donné lieu à l’élaboration d’un modèle semi-empirique, permettant la prédiction de la valeur du courant de drain ID dans tous

les régimes (faible, moyenne et forte inversion) et zones de fonctionnement (linéaire, non saturée et saturée) avec un signal HF appliqué au terminal grille du dispositif.

La section suivante présentera le banc d’expérimentation mis en place au CEA Gramat, qui a pour objectif la mesure précise des formes d’onde des quatre courants du composant et des tensions aux accès du composant. Cette mesure des courants renseigne sur les variations des charges naissant au sein de la structure sous pertur-bation EM.

2.3 Étude en régime impulsionnel

2.3.1

Introduction

et drain jusqu’à 1 GHz. De plus cette méthode d’injection procure une précision sur le contrôle des paramètres de test.

2.3.2

Présentation du banc d’expérimentation

Les équipements de mesure utilisés pour la mesure des quatre courants du tran-sistor jusqu’à 1 GHz sont représentés par les schémas blocs contenus dans la figure 2.3.

Figure_{2.3 – Schémas blocs du banc d’expérimentation permettant de mesurer les}

quatre courants du transistor et les tensions en mode d’injection conduit, avec une photographie de la carte de test et des sondes de courant.

quence maximale d’échantillonnage de 12 GHz. La résolution verticale par voie de cet appareil est de 10 bits. Cependant, il peut délivrer au maximum une tension de ±0,5 V. Comme lors de l’expérimentation précédente, l’utilisation de l’amplifi-cateur de puissance HF développé par nucletudes est impératif pour augmenter la puissance du signal en sortie du générateur. De plus ce dernier possède un gain relativement stable et de faible bruit, procurant un signal amplifié utilisable. Le gé-nérateur arbitraire est déclenché de façon externe à l’aide d’un gégé-nérateur de pulse (8110A distribué par keysight) fournissant un signal impulsionnel de temps de montée, tr = 2 ns, de largeur d’impulsion, Li = 300 ns et de tension crête 4 V. Ce

déclenchement se fait à l’aide du bouton « ManKey » du générateur de pulse. La mesure de chaque courant du transistor est réalisée par l’utilisation d’une sonde de courant HF (CT6 distribuée par tektronix) possédant une gamme de fonctionnement spécifiée qui s’étend de 250 kHz à 2 GHz. Un câble coaxial avec terminaison BNC permet de la connecter à l’entrée 50 Ω d’un oscilloscope HF (DSO 9254Adistibué par keysight) de bande de fonctionnement de 2,5 GHz. Les mesures des différents courants sont réalisées avec la fonction moyennage de l’oscilloscope sur 16 acquisitions (stable temporellement) afin de réduire le niveau de bruit sur les signaux mesurés.

La mesure de la tension alternative appliquée au terminal grille du composant est faite par l’intermédiaire d’un câble SMA de longueur de 1 m connecté entre une jonction en T d’impédance caractéristique 50 Ω et l’entrée 50 Ω d’un deuxième oscilloscope DSO 9254A, comme représenté à la figure 2.4.

Cette méthode de visualisation permet de contrôler et d’ajuster le niveau continu et la valeur crête de la tension d’entrée lors de la montée en fréquence du signal parasite. De plus une correction fréquentielle par la fonction de transfert (jonction en T + câble SMA) sur le signal mesuré, permet de ramener temporellement le signal de grille au même point où est prise l’information du courant de grille du transistor.

L’utilisation d’une sonde active de tension permet de mesurer la chute de la tension de drain lorsque le transistor est polarisé avec une résistance (CMS, notée RD = 510 Ω) soudée au niveau du terminal drain, comme représenté à la figure 2.5.

Figure_{2.4 – Photographie de la jonction en T avec le câble SMA relié à}

l’oscillo-scope HF.

Figure _{2.5 – Photographie de la sonde de tension active.}

plus courtes possibles permet de réduire au maximum les inductances parasites. Cette dernière est connectée au deuxième oscilloscope DSO 9254A, comme repré-senté à la figure 2.3.

représenté à la figure 2.6.

Figure _{2.6 – Schéma électrique équivalent de la sonde de tension active haute}

impédance.

Le port 1 du schéma électrique équivalent de la figure 2.6 correspond au point « chaud » de la mesure ; tandis que le voscillo correspond au signal visualisé sur

l’oscilloscope, celui qui sera présenté dans ce manuscrit par la suite.

Les figures 2.7 (a) et 2.7 (b) représentent respectivement la comparaison entre les mesures et les simulations du module de l’impédance d’entrée et de sa phase.

Figure _{2.7 – (a) mesure (trait plein) et simulation (pointillé) du module de}

l’im-pédance d’entrée (b) mesure (trait plein) et simulation (pointillé) de la phase de l’impédance d’entrée.

Dans le but d’avoir les six observables (4 courants + 2 tensions) stables et chronisés dans le temps, il est impératif et nécessaire d’obtenir une très bonne syn-chronisation dans le mode de déclenchement des deux oscilloscopes. Pour cela chaque oscilloscope est déclenché de manière externe (entrée « Trigger AUX ») à l’aide du générateur de pulse 8110A avec la même longueur de câble BNC et le même niveau de seuil de déclenchement. L’erreur temporelle de synchronisation entre les deux oscilloscopes est estimée à 500 ps.

Le terminal drain du transistor est connecté à l’entrée (RF+DC) d’un té de polarisation présenté à la figure 2.13. Cette configuration permet de séparer le signal HF vis-à-vis de l’alimentation continue VDD, pour la protéger. De plus cela évite

un phénomène d’oscillation lorsque le transistor passe d’un état passant à un état bloqué, lors de la phase de commutation. La capacité de ce té de polarisation est connectée à une charge 50 Ω pour minimiser les réflexions qui apparaissent lors de la montée en fréquence et qui peuvent perturber la précision et la stabilité de la mesure.

La photographie du banc d’expérimentation est représentée à la figure 2.8.

Figure _{2.8 – Photographie du banc d’expérimentation, incluant tous les}

équipe-ments de mesure et la carte de test.

Étant donné que nous voulons visualiser les formes d’onde des courants du compo-sant sous agression EM, il est important de maîtriser précisément la mesure de ces quatre observables et de minimiser au mieux les imprécisions liées à cette mesure.

2.4 Correction des sondes de mesures de courants

aux entrées du nMOS

La sonde de courant utilisée possède une relation courant/tension constante dans une bande de fréquences allant de 250 kHz à 2 GHz selon le constructeur. Cependant pour des fréquences inférieures à 250 kHz la relation courant/tension va dépendre de la fréquence, d’où la nécessité d’effectuer une correction fréquentielle sur les courants bruts mesurés. En effet, suivant les formes d’onde excitatrices utilisées (impulsion de tension ou signal impulsionnel avec porteuse), il est nécessaire d’avoir plus d’in-formations sur le spectre basse fréquence d’une sonde de courant. Ainsi nous allons la caractériser dans une gamme de fréquences (5 Hz à 3 GHz) plus large que celle spécifiée par le constructeur (250 kHz à 2 GHz). Pour cela nous cherchons à obtenir en module et en phase une mesure des paramètres S de cette dernière.

2.4.1

Correction d’une sonde de courant

La tête de la sonde est montée à « cheval » sur un fil de longueur 1 cm et de diamètre 0,8 mm (meilleure performance HF) qui assure la continuité électrique de la piste. Le motif de mesure est représenté sur la figure 2.9. La sonde de courant mesure un courant par couplage inductif, mais la grandeur observée (à l’oscillo-scope) est une tension. Le but de la correction est de déterminer le coefficient de conversion courant/tension dans la bande de fréquences définie. Ce dernier dépend de la fréquence d’analyse. Pour ce faire une mesure de paramètres S est nécessaire. En utilisant le formalisme issu de [56], nous obtenons l’expression des courants et tensions globales en fonction des ondes incidentes et réfléchies (ou transmises) :

Vk=pR0· (ak+ bk) Ik=

1 √

R0 · (a

k− bk) (2.1)

Avec R0 = 50 Ω l’impédance de référence et l’indice k représente le numéro de

Figure_{2.9 – Schéma du motif de mesure du courant avec une représentation}

pho-tographique du montage.

La mesure des paramètres S du motif de mesure de la figure 2.9 dans une gamme de fréquences allant de 5 Hz à 3 GHz permet d’obtenir le système suivant :

         b1 = S11a1+ S12a2 + S13a3 b2 = S21a1+ S22a2 + S23a3 b3 = S31a1+ S32a2 + S33a3 (2.2)

Dans les motifs implantés, la sonde de courant est connectée (port 2) à une entrée 50 Ω d’un oscilloscope HF (DSO 9254A) ; alors a2 = 0 et le système devient :

         b1 = S11a1+ S13a3 b2 = S21a1+ S23a3 b3 = S31a1+ S33a3 (2.3)

2.4.2

Sorties adaptées

Si le port 3 est adapté sous 50 Ω (pas de réflexion à la charge) alors a3 = 0 et le

En utilisant l’équation 2.1, pour exprimer les courants et tensions en fonction des ondes, nous obtenons pour la mesure du courant en entrée du transistor, noté I3 : V1 =pR0· (a1+ b1) I1 = a1− b1 √ R0 (2.5) V2 =pR0· b2 I2 = − b2 √ R0 (2.6) V3 =pR0· b3 I3 = − b3 √ R0 (2.7) ainsi I3 = − S31 √ R0 a1 = V2 √ R0· S21 (2.8) finalement I3 = − S31 R0· S21 · V2 (2.9) I3 ≈ − V2 R0· S21 (2.10) Cette approximation reste valable jusqu’à 1 GHz puisque le module du paramètre |S31| ≈ 1 jusqu’à cette fréquence. La figure 2.10, représente à la fois le module de la

fonction de transfert |S21| et le module |S31| de la sonde mesuré entre 5 Hz et 3 GHz.

Figure _{2.10 – Les modules des paramètres |S21| et |S31| mesurés entre 5 Hz et}

3 GHz à partir de l’analyseur E6051B distribué par keysight.

d’un capteur dérivatif.

2.4.3

Le port 3 connecté au nMOS

Si le port 3 est chargé par une broche du composant nMOS, alors les courants et tensions en fonction des ondes sont les suivants :

         b1 = S11a1+ S13a3 b2 = S21a1+ S23a3 b3 = S31a1+ S33a3 (2.14)

Différents cas de figure peuvent se présenter, liés à l’accès réduit aux mesures de chaque motif de sonde de courant.

2.4.3.1 Le courant de grille

Comme nous l’avons vu précédemment l’accès au terminal grille du transistor se fait par une jonction en T comme représenté à la figure 2.11. La mesure du courant de grille est la plus délicate car le signal injecté (impulsionnel avec porteuse) peut contenir de l’information à basse fréquence (spectre en sinus cardinal).

Le système d’équations relatif aux paramètres S de l’octopôle de la figure 2.11 est le suivant :                b1 = S11a1+ S12a2+ S13a3+ S14a4 b2 = S21a1+ S22a2+ S23a3+ S24a4 b3 = S31a1+ S32a2+ S33a3+ S34a4 b4 = S41a1+ S42a2+ S43a3+ S44a4 (2.15)

Figure _{2.11 – Schéma du motif de mesure du courant avec sa photographie.}

transistor nMOS, les ports 1 et 4 seront continuellement connectés aux entrées 50 Ω d’un oscilloscope, donc a2 = a4 = 0 ; le système 2.15 devient alors :

               b1 = S11a1+ S13a3 b2 = S21a1+ S23a3 b3 = S31a1+ S33a3 b4 = S41a1+ S43a3 (2.16)

Ainsi, dans le cas de la mesure du courant de grille iG, il nous faut accéder à

l’onde de puissance entrante a1.

a3 est extrait de la deuxième ligne du système 2.16, soit :

a3 =  V2 √ R0 − S 21a1  · _S1 23 (2.17) De la même façon nous pouvons déduire b3 :

b3 =  S31− S21· S33 S23  · a1+ S33 S23·√R0 · V 2 (2.18)

D’où la correction fréquentielle à effectuer pour obtenir le courant de grille :

I3 = a3− b3 √ R0 = V2 S23·√R0 · (1 − S 33) −  1 − S33− S31· S23 S21  · √a1 R0 · S21 S23 (2.19) De plus, b4 = √V4 R0, donc : b4 =  S41− S21· S43 S23  · a1+ S43 S23·√R0 · V 2 (2.20)

2.4.3.2 Le courant de source et de substrat

En partant du système 2.3 et en remarquant que a1 = −b1, car le port 1 est en