2.3 Étude en régime impulsionnel
2.3.1 Introduction
Cette partie fournit une description détaillée de la méthode expérimentale dé-veloppée pour étudier les effets d’un signal impulsionnel avec porteuse (SIP) sur le transistor d’étude. L’objectif de ce travail d’expérimentation est de réaliser une mesure précise, stable et temporelle des quatre courants et des tensions appliqués au dispositif sous test sous interférence EM. Le transistor MOS est par définition une source de courant commandée en tension. Pour suivre les variations des charges dans la structure (étude physique) du composant sous agression EM, nous avons dé-cidé de mesurer directement le courant. En revanche, pour une étude fonctionnelle (montage inverseur) la tension de sortie est une grandeur importante (par nature de ce montage qui travaille en tension). Cependant il est nécessaire de réaliser une correction fréquentielle sur les différents courants bruts mesurés. Cette étape de cor-rection des sondes de mesures aux entrées du nMOS sera détaillée dans la partie suivante de ce chapitre. Comme précédemment le signal agresseur sera injecté de fa-çon conduite au terminal grille du transistor à l’aide de pistes 50 Ω, afin de minimiser toutes les incertitudes lors de la mesure des tensions appliquées aux terminaux grille
et drain jusqu’à 1 GHz. De plus cette méthode d’injection procure une précision sur le contrôle des paramètres de test.
2.3.2 Présentation du banc d’expérimentation
Les équipements de mesure utilisés pour la mesure des quatre courants du tran-sistor jusqu’à 1 GHz sont représentés par les schémas blocs contenus dans la figure 2.3.
Figure2.3 – Schémas blocs du banc d’expérimentation permettant de mesurer les quatre courants du transistor et les tensions en mode d’injection conduit, avec une photographie de la carte de test et des sondes de courant.
Afin de créer un SIP, nous avons utilisé un générateur de signaux arbitraire (AWG 7122B distribué par tektronix). Ce générateur arbitraire est capable de générer des signaux complexes possédant une largeur spectrale de 7 GHz, voire jus-qu’à 9 GHz lorsqu’il est utilisé avec un calibrage avancé. Il possède deux voies de
quence maximale d’échantillonnage de 12 GHz. La résolution verticale par voie de cet appareil est de 10 bits. Cependant, il peut délivrer au maximum une tension de ±0,5 V. Comme lors de l’expérimentation précédente, l’utilisation de l’amplifi-cateur de puissance HF développé par nucletudes est impératif pour augmenter la puissance du signal en sortie du générateur. De plus ce dernier possède un gain relativement stable et de faible bruit, procurant un signal amplifié utilisable. Le gé-nérateur arbitraire est déclenché de façon externe à l’aide d’un gégé-nérateur de pulse (8110A distribué par keysight) fournissant un signal impulsionnel de temps de montée, tr = 2 ns, de largeur d’impulsion, Li = 300 ns et de tension crête 4 V. Ce déclenchement se fait à l’aide du bouton « ManKey » du générateur de pulse.
La mesure de chaque courant du transistor est réalisée par l’utilisation d’une sonde de courant HF (CT6 distribuée par tektronix) possédant une gamme de fonctionnement spécifiée qui s’étend de 250 kHz à 2 GHz. Un câble coaxial avec terminaison BNC permet de la connecter à l’entrée 50 Ω d’un oscilloscope HF (DSO 9254Adistibué par keysight) de bande de fonctionnement de 2,5 GHz. Les mesures des différents courants sont réalisées avec la fonction moyennage de l’oscilloscope sur 16 acquisitions (stable temporellement) afin de réduire le niveau de bruit sur les signaux mesurés.
La mesure de la tension alternative appliquée au terminal grille du composant est faite par l’intermédiaire d’un câble SMA de longueur de 1 m connecté entre une jonction en T d’impédance caractéristique 50 Ω et l’entrée 50 Ω d’un deuxième oscilloscope DSO 9254A, comme représenté à la figure 2.4.
Cette méthode de visualisation permet de contrôler et d’ajuster le niveau continu et la valeur crête de la tension d’entrée lors de la montée en fréquence du signal parasite. De plus une correction fréquentielle par la fonction de transfert (jonction en T + câble SMA) sur le signal mesuré, permet de ramener temporellement le signal de grille au même point où est prise l’information du courant de grille du transistor.
L’utilisation d’une sonde active de tension permet de mesurer la chute de la tension de drain lorsque le transistor est polarisé avec une résistance (CMS, notée RD = 510 Ω) soudée au niveau du terminal drain, comme représenté à la figure 2.5. Cette sonde N2796A haute impédance est distribuée par keysight, elle intro-duit une capacité de charge d’une valeur approximative de 1 pF, et permet de réaliser une mesure jusqu’à 2 GHz. Comme précédemment, l’utilisation de connectiques les
Figure2.4 – Photographie de la jonction en T avec le câble SMA relié à l’oscillo-scope HF.
Figure 2.5 – Photographie de la sonde de tension active.
plus courtes possibles permet de réduire au maximum les inductances parasites. Cette dernière est connectée au deuxième oscilloscope DSO 9254A, comme repré-senté à la figure 2.3.
Cependant, même en utilisant des connexions les plus courtes possibles, la sonde active va affecter les mesures lors de la montée en fréquence, puisque son impédance d’entrée va devenir du même ordre de grandeur que celle du circuit mesurée. Cette sonde possède une charge résistive, capacitive et inductive. Pour avoir un ordre de grandeur de ces différents éléments nous avons établi un modèle du schéma électrique équivalent de la sonde à partir de la mesure de son impédance d’entrée. Ce schéma a
représenté à la figure 2.6.
Figure 2.6 – Schéma électrique équivalent de la sonde de tension active haute impédance.
Le port 1 du schéma électrique équivalent de la figure 2.6 correspond au point « chaud » de la mesure ; tandis que le voscillo correspond au signal visualisé sur l’oscilloscope, celui qui sera présenté dans ce manuscrit par la suite.
Les figures 2.7 (a) et 2.7 (b) représentent respectivement la comparaison entre les mesures et les simulations du module de l’impédance d’entrée et de sa phase.
Figure 2.7 – (a) mesure (trait plein) et simulation (pointillé) du module de l’im-pédance d’entrée (b) mesure (trait plein) et simulation (pointillé) de la phase de l’impédance d’entrée.
Le bon accord entre la mesure et la simulation valide ainsi notre modèle, que nous pouvons utiliser pour prendre en compte l’effet de la sonde sur le circuit, et par la même occasion pour d’autres simulations de circuits.
Dans le but d’avoir les six observables (4 courants + 2 tensions) stables et chronisés dans le temps, il est impératif et nécessaire d’obtenir une très bonne syn-chronisation dans le mode de déclenchement des deux oscilloscopes. Pour cela chaque oscilloscope est déclenché de manière externe (entrée « Trigger AUX ») à l’aide du générateur de pulse 8110A avec la même longueur de câble BNC et le même niveau de seuil de déclenchement. L’erreur temporelle de synchronisation entre les deux oscilloscopes est estimée à 500 ps.
Le terminal drain du transistor est connecté à l’entrée (RF+DC) d’un té de polarisation présenté à la figure 2.13. Cette configuration permet de séparer le signal HF vis-à-vis de l’alimentation continue VDD, pour la protéger. De plus cela évite un phénomène d’oscillation lorsque le transistor passe d’un état passant à un état bloqué, lors de la phase de commutation. La capacité de ce té de polarisation est connectée à une charge 50 Ω pour minimiser les réflexions qui apparaissent lors de la montée en fréquence et qui peuvent perturber la précision et la stabilité de la mesure.
La photographie du banc d’expérimentation est représentée à la figure 2.8.
Figure 2.8 – Photographie du banc d’expérimentation, incluant tous les équipe-ments de mesure et la carte de test.
La section suivante présente la méthode expérimentale et théorique permettant d’effectuer une correction fréquentielle des sondes de courant aux entrées du nMOS.
Étant donné que nous voulons visualiser les formes d’onde des courants du compo-sant sous agression EM, il est important de maîtriser précisément la mesure de ces quatre observables et de minimiser au mieux les imprécisions liées à cette mesure.