Conditionnement électronique

3.3.5.1 Mesure de température et méthode quatre-pointes

Le fonctionnement d’un TCD est fondé sur la mesure de la température de l’élément chauffant en platine suspendu au milieu du canal microfluidique. La résistivivité électrique des métaux est, loin du zéro absolu, une fonction croissante de la température puisque l’agitation thermique aug-mente les intéractions entre les atomes du réseau cristallin du métal et les électrons s’y déplaçant, diminuant la mobilité de ces derniers.

FIGURE 3.45 – Exemples de caractéris-tiques pour 3 métaux [Lipták 2000]

Le platine possède en particulier la propriété de voir sa résistivité varier quasi-linéairement en fonction de la température (équation 3.14), et ce dans une large gamme, ce qui n’est pas le cas de tous les métaux (fi-gure3.45). La résistance d’un élément chauffant de pla-tine ayant une résistance R0 à T = 0˚C suit alors la relation :

R(T ) ' R₀(1 + αT ) (3.14) Le platine présente de plus une bonne sensibilité α[˚C⁻¹], terme propre au matériau, dont une valeur éle-vée est préférable pour des applications de détection. C’est pour cela que le platine est utilisé dans la plupart des sondes de températures appelées RTD (Resistance Temperature Detector) dont la norme la plus courante est la norme Pt100 (R₀ = 100Ω).

La mesure quatre-pointes est une méthode de mesure de résistance électrique qui permet, contrairement à une mesure directe, de ne pas tenir compte des résistances parasites de la connec-tique. Cela permet de connaître précisément la résistance de l’élément que l’on souhaite mesurer (RRT Den figure3.46).

FIGURE 3.46 – Principe de mesure 4-pointes Comme son nom l’indique, cette

mé-thode emploie quatre électrodes : deux électrodes (1 et 3) permettent l’injection d’un courant connu, tandis que les autres (2 et 4) permettent la mesure de la différence de potentiel précisément aux bornes de l’élément suspendu. La haute impédance d’entrée de l’appareil de mesure de tension (voltmètre ou carte d’acquisition) permet de mesurer précisément la tension V_{RT D}

aux bornes de l’élément RTD car aucun courant ne circule au travers des résistances 2 et 4. La résistance RRT D est ainsi calculée à partir de la loi d’Ohm :

R_{RT D} = ^{VRT D}

I ^(3.15)

La température peut donc être directement déduite, en combinant les équations3.14 et 3.15, par la relation affine :

T = ¹ α  V_{RT D} R₀I − 1  (3.16)

3.3.5.2 Calibration thermique de l’élément chauffant

Les paramètres thermiques α et R₀sont déterminés par calibration de l’élément chauffant.

FIGURE 3.47 – Courbe de calibration de l’élé-ment chauffant d’un détecteur

L’opération consiste à placer le détecteur dans une étuve à température programmée, et à rele-ver la valeur de la résistance par mesure quatre-pointes une fois celle-ci stabilisée. La figure3.47

montre une coubre de calibration d’un détecteur. La valeur à l’origine est R0, égale à 49,819 Ω pour ce détecteur. Le coefficient α de l’équation 3.14

est également déduit de la courbe de régression et vaut :

α = ^{0, 132}

49, 819 ^{= 0, 0026˚C}

−1

Idéalement, la caractérisation est à faire pour chaque détecteur car ceux-ci présentent une résis-tance R₀ variable en fonction de leur emplacement sur la plaquette de silicium lors de leur fabri-cation. En effet, les dépôts par pulvérisation ne sont généralement pas uniformes sur toute la pla-quette. Le coefficient α est quant à lui une propriété du matériau. Cependant, comme la résistance est composée d’une bi-couche métallique titane/platine, des variations d’épaisseurs respectives de ces couches peuvent entrainer des fluctuations du coefficient α.

3.3.5.3 Mode courant constant

FIGURE 3.48 – Schéma électronique du mode courant constant

Un premier mode de détection consiste à injec-ter un courant constant I dans l’élément chauffant, et à mesurer en retour les variations de résistance RRT D(t) de ce dernier.

En pratique, la source de courant stabilisée uti-lisée est obtenue par l’utilisation d’un régulateur de tension LM317 (voir figure3.48) dont on peut régler le courant de sortie à l’aide d’une résistance ajustable. Le courant I est alors mesuré grâce à une résistance de référence R_ref connue, dont on mesure la tension V_ref et placée en série avec le détecteur. On déduit alors la température par la relation :

T = ¹ α ^{+ VRT D}  R_ref αR0Vref  (3.17)

La résistance R_ref est une résistance de puis-sance, de manière à ce que sa valeur ne soit pas af-fectée par une variation de sa température.

Ce mode de fonctionnement a l’avantage d’être facile à mettre en oeuvre. Cependant, sa ré-ponse est limitée par la constante de temps thermique du détecteur. De plus, l’utilisation d’un cou-rant constant comporte le risque d’entrainer une surchauffe de l’élément chauffant si la conductivité

du gaz est trop faible. Cela peut mener à la rupture de la membrane ou à la fusion de la résistance chauffante, qui agit alors comme un fusible.

3.3.5.4 Mode température constante

Il est également possible d’utiliser le détecteur en mode température constante. Cette fois, le circuit électronique est un circuit d’asservissement qui module le courant injecté dans l’élément chauffant de manière à maintenir sa température constante quel que soit son environnement. Ce courant est alors la grandeur d’intérêt puisque ses variations indiquent un changement de débit ou de nature du gaz environnant.

Le circuit d’asservissement pour ce type de circuit se base généralement sur un pont de Wheats-tone [Cruz 2007], mais ce type de circuit ne permet pas de tirer parti de la mesure quatre-pointes. De ce fait, un circuit original a été développé (figure 3.49). Ce circuit maintient la résistance de l’élément chauffant égale à une résistance de référence par comparaison de la chute de tension apparaissant aux bornes de ces deux éléments. Il est composé des étages suivants :

• Une résistance de référence (variable) R_ref,tot, est placée en série avec la résistance du dé-tecteur R_{RT D}. Ces résistances sont traversées par le courant de rétroaction i(t).

• Un second étage permet d’effectuer la soustraction analogique des tensions aux bornes des deux résistances. Cette opération est effectuée par le biais d’amplificateurs différentiels d’instrumentation AD620 à gain unitaire. Ces amplificateurs présentent un faible bruit et un haut taux de réjection du mode commun (CMRR) permettant une comparaison fiable malgré l’offset élevé des potentiels aux bornes de la résistance de référence.

• Un amplificateur opérationnel compare à zéro le signal issu du soustracteur. Si ce signal s’écarte de cette valeur (ce qui est a priori le cas lors de l’initialisation du système) l’am-plificateur sature, ce qui induit le courant de rétroaction. Si ce courant est suffisant pour que la résistance de l’élément chauffant atteigne la résistance de référence (R_{RT D} = R_ref,tot, alors l’amplificateur passe en mode linéaire et le courant de rétroaction est tel qu’il impose l’équilibre thermique dans le détecteur.

• Un filtre passe-bas du premier ordre permet de filtrer les perturbations hautes-fréquences perturbant la rétroaction. La fréquence de coupure du filtre a été réglée à 45Hz. Ce filtre impose une limitation au niveau du temps de réponse de l’électronique, ce qui peut empêcher la détection de pics de gaz de faible largeur. Cependant, le système s’est avéré inutilisable sans implémentation de ce filtre.

• Enfin, un étage suiveur permet de découpler le filtre de manière à ce que celui-ci ait une ré-sistance de charge de haute impédance. Sa fréquence de coupure n’est alors pas affectée par les variations des résistances Rref,totet RRT D en amont. Ce suiveur utilise un amplificateur opérationel (TS922) rail-to-rail capable de délivrer un fort courant (jusqu’à 80mA), ce qui prévient a priori tout phénomène de saturation.

La mesure du courant se fait alors par l’intermédiaire de la résistance fixe R_ref, de manière ana-logue au mode courant constant.

FIGURE3.49 – Schéma électronique du détecteur à température constante

Ce mode de fonctionnement, bien que nécessitant un circuit plus compliqué que le mode à courant constant, a l’avantage de ne pas être limité par les constantes de temps thermiques du détecteur tout en étant plus sûr. Il est de plus réputé plus sensible que le mode courant continu, du moins dans le cas d’un circuit de régulation basé sur un pont de Wheatstone [Kaanta 2009b].