Mise en forme des ´ echantillons ` a l’´ emission

La mise en forme de la s´equence des ´echantillons est r´ealis´ee en offline, c’est-`a-dire de fa¸con “non temps r´eel” avec un ordinateur, en opposition avec les produits commerciaux qui utilise des ASICs ou des circuits logiques programmables,

field-programmable gate arrays (FPGAs) pour traiter le flux de donn´ees en temps r´eel. La figure B.6 illustre les diff´erentes ´etapes r´ealis´ees pour traiter et mettre en forme les ´echantillons qui vont coder notre information sur la lumi`ere.

Filtre de compensation du modulateur Génération de 2 séquences PRQS (1 sps) Compensation de la bande passante des DACs + drivers Compensation temporelle des retards électriques Ré-échantillonnage à la fréquence des DACs Échantillonnage du signal à 2 sps Quantification du signal Chargement dans les DACs Filtrage des

impulsions (filtre RRC) Association des

données avec les symboles de la

constellation

Figure B.6: Sch´ema de g´en´eration des ´echantillons, illustrant les diff´erentes ´

etapes de pr´e-compensation et pr´e-distorsion du signal dans le transmetteur.

La premi`ere ´etape de la g´en´eration des ´echantillons est celle de la g´en´eration de la s´equence `a transmettre. Cela peut ˆetre n’importe quelle s´equence mais pour repr´esenter au mieux la r´ealit´e nous utiliserons des s´equences s´equences pseudo-al´eatoires binaires, pseudo-random binary sequences (PRBSs) ou s´equences pseudo-al´eatoires quaternaires, pseudo-random quaternary sequences (PRQSs). Apr`es association des donn´ees aux diff´erents symboles de la constellation, on ´

echantillonne le signal `a 2 sps (´echantillons par symbole). On obtient donc deux vecteurs complexes contenant le champ de chacune des polarisations ´echantillonn´ee `

a 2 sps. A pr´esent, nous pouvons travailler sur les deux vecteurs dans le domaine temporel ou fr´equentiel pour optimiser la transmission du signal `a travers le canal complet.

L’un des souhaits pour augmenter la capacit´e dans les fibres optiques est de r´eduire l’occupation spectrale des canaux. Il est possible de contenir le spectre du signal dans une bande respectant le th´eor`eme de Shannon et ainsi occuper une bande de [−B

2; +^B₂] avec B le d´ebit symbole du signal. Pour r´ealiser cela, une des solutions est d’utiliser un filtrage en racine carr´ee de cosinus sur´elev´e,

root-raised-cosine (RRC) avec un coefficient d’affaiblissement (roll-off ) proche de z´ero. Pour limiter les interf´erences inter-symboles, il sera n´ecessaire d’appliquer un filtre ´

equivalent `a la r´eception, r´ealis´e en principe par l’algorithme de d´emultiplexage des polarisations (voir annexe C). En pratique, pour limiter la taille du filtre (souvent un filtre `a r´eponse impulsionnelle), on ´evite d’avoir un coefficient d’affaiblissement trop petit (en g´en´eral > 10⁻³). Dans le laboratoire, on arrive `a atteindre un coefficient d’affaiblissement de 0.01 qui permet d’avoir un gain d’un facteur deux sur l’occupation spectrale. Avec un coefficient d’affaiblissement de 0.4 la bande spectrale occup´ee se r´eduit de 30% par rapport au premier lobe d’un signal standard non retour `a z´ero, non-return-to-zero (NRZ). Ainsi avec un coefficient de 0.4, un signal `a 32.5 GBd ne remplit que 45 GHz pour limiter le filtrage [32] et

´

eviter la diaphonie avec les canaux voisins. Sur la figure B.7, on observe le spectre, avec une r´esolution de 180 MHz, d’un signal optique `a 32.5 GBd standard NRZ et avec un filtrage RRC de coefficient d’affaiblissement 0.01. L’occupation spectrale du signal NRZ en se limitant `a son premier lope est de 65 GHz alors que le signal RRC 0.01 est de moins de 33 GHz.

Figure B.7: Spectre haute r´esolution d’un signal NRZ, en bleu, et d’un signal ayant un filtrage RRC de coefficient d’affaiblissement 0.01, en rouge.

Apr`es avoir optimis´e le spectre de notre signal pour augmenter la densit´e des canaux et limiter les effets de filtrage, nous allons `a pr´esent compenser les d´efauts du transmetteur lui-mˆeme. La premi`ere ´etape est de compenser la r´eponse non-lin´eaire du MZM ayant une r´eponse sinuso¨ıdale, comme on peut le voir sur la courbe de transfert de la figure B.2. Cette compensation est particuli`erement utile pour des formats de modulation plus complexes tel que le 16QAM. Ensuite vient la compensation de la bande passante des DACs et des drivers qui souvent est tr`es limit´ee. A l’aide d’un filtre de forme inverse, on arrive `a compenser une tr`es grande partie du manque de bande passante mais en ´echange d’un bruit de quantification plus important.

Un autre effet important `a compenser est l’alignement temporel des quatre tributaires jusqu’`a former le signal optique. En laboratoire bien que les cˆables hyperfr´equences reliant les DACs aux drivers et des drivers au modulateur soient parfaitement appair´es entre eux (g´en´eralement avec moins de 1 ps d’´ecart), on observe r´eguli`erement des retards entre les voies (allant jusqu’`a 5 ps). A une fr´equence de modulation de 32.5 GBd, 5 ps repr´esentent plus de 15% de temps symbole de d´ecalage. Ce d´ecalage lorsqu’il est entre les polarisations n’est pas tr`es

p´enalisant, mais quand il est entre les deux tributaires (I/Q) d’une polarisation ceci d´egrade la qualit´e de la transmission.

Enfin, les deux derni`eres ´etapes pour g´en´erer nos ´echantillons sont le r´ e-´

echantillonnage et la quantification des ´echantillons. Le r´e-´echantillonnage permet d’ajuster le d´ebit symbole avec la fr´equence d’´echantillonnage des DACs. Il est pr´ef´erable de garder un taux d’´echantillonnage sup´erieur `a 2 sps, en de¸c`a de cette valeur une p´enalit´e viendra s’ajouter `a la g´en´eration du signal optique mais permet d’atteindre des d´ebits symboles beaucoup plus importants. L’´etape de quantification discr´etise le signal sur les niveaux de quantification des DACs, dans notre cas sur les 256 niveaux (8 bits) que contient le DAC. Dans certains cas les niveaux extrˆemes du DAC sont tr`es peu utilis´es, ainsi pour limiter le bruit de quantification il est possible d’´ecrˆeter ces ´echantillons et de gagner en performance. Cependant, il existe un optimum de performance, o`u le gain sur le bruit de quantification est contrebalanc´e par la perte d’information par ´ecrˆetage. Nos quatre s´equences d’´echantillons sont `a pr´esent prˆetes pour ˆetre charg´ees dans les m´emoires des DACs.

R´ecepteur coh´erent

C.1 Le come-back

La r´eception coh´erente est une technologie ancienne d´evelopp´ee dans les ann´ees 80 [26]. Elle utilise le battement d’un laser de r´ef´erence avec le signal que l’on souhaite d´emoduler. A cette ´epoque, l’EDFA n’´etait pas encore d’actualit´e et aucune pr´e-amplification avant le r´ecepteur n’´etait possible. C’est pourquoi la d´etection directe ´etait limit´ee par le bruit thermique des photodiodes et du bruit ´

electrique provenant des amplificateurs. La d´etection coh´erente am´eliore de 20 dB environ la sensibilit´e de d´etection. C’´etait un grand pas en avant, on ´etait plus limit´e par le bruit thermique mais par le bruit de Schottky. Bien que le r´ecepteur coh´erent fˆut bien plus performant que la d´etection directe, l’av`enement des EDFAs a permis d’´egaler les performances du r´ecepteur coh´erent pour un coˆut beaucoup moindre.

Pour toujours augmenter les d´ebits, des formats de modulation plus complexes tels que le QPSK et le 16QAM ont fait leur apparition. Les r´ecepteurs coh´erents ont de nouveau eu leur place grˆace `a leur capacit´e `a acc´eder `a la phase et l’amplitude sur les deux polarisations du champ optique. Tout ceci a pu ˆetre possible aussi grˆace aux technologies de traitement num´erique `a la r´eception en temps r´eel, qui permettent en particulier de s´eparer les polarisations et de retrouver la fr´equence et la phase du signal. De plus, il nous permet de s´electionner uniquement le canal que l’on souhaite d´emoduler parmi le multiplexe de canaux.

Le sch´ema C.1 montre les principaux composants qui constituent le r´ecepteur coh´erent. Dans un premier temps le signal va battre avec un laser continu de longueur d’onde proche de celle du laser d’´emission dans un mixeur coh´erent. On

Laser (oscillateur local) Mixeur Cohérent Signal ADC Oscilloscope ou Intégrés à l’ASIC DSP Offline (ordinateur) ou Real-time (ASIC) Electronique hyper-fréquence

Fibre optique Signal numérique

Figure C.1: Sch´ema g´en´eral d’un r´ecepteur coh´erent

d´etaillera sont fonctionnement dans la section suivante. Les huit sorties balanc´ees du mixeur coh´erents sont connect´ees `a quatre photodiodes balanc´ees permettant de r´ecup´erer la partie r´eelle et imaginaire du champ optique sur les deux polarisations. Le courant, `a travers une r´esistance de charge, des photodiodes est ´echantillonn´e `

a l’aide de convertisseurs analogiques-num´eriques, analogue-to-digital converters (ADCs) qui peuvent ˆetre soit les voies d’un oscilloscope avec une m´emoire comme dans le laboratoire, soit des ADCs int´egr´ees sur une carte temps r´eel comme dans les produits commerciaux. Le traitement num´erique indispensable pour r´ecup´erer les donn´ees envoy´ees est r´ealis´e soit en temps r´eel `a l’aide d’un ASIC pour les produits commerciaux ou d’un FPGA dans le laboratoire, soit `a l’aide d’un ordinateur pour les traces stock´ees pr´ealablement par l’oscilloscope.