Point focal du chapitre III et grille de lecture

1.3.1 Point focal du chapitre III

Cette longue introduction nous a permis de discerner le point focal du chapitre III.

1.3.1.1. Architecture de commande (niveaux 0 et 1).

En effet, la spécificité de l’alimentation phase par phase de la machine par rapport à une alimentation classique entre phases avec neutre (réel ou fictif) flottant n’introduit pas de révolution majeure dans l’architecture de la commande.

Le découplage introduit par Concordia reste pertinent et demeure le bon repère pour analyser les tensions discrètes créées par l’onduleur (niveau 0). La M.L.I. vectorielle exposée au paragraphe précédent (§ III.1.2) est un concept facilement généralisable qui conserve ici toute sa pertinence.

De même, la transformation de Park (qui réintroduit un couplage entre voies facilement compensable) continue à présenter l’immense avantage de faire travailler l’asservissement de couple en régulation de courant plutôt qu’en poursuite de courant.

1.3.1.2. Mise en œuvre de la modulation vectorielle (niveau 0).

En revanche, c’est bien du côté de la mise en œuvre, particulièrement de la M.L.I., qu’un travail de détail doit être mené. Sur le principe, rien de changé, si ce n’est que le problème à résoudre est de dimension 4 :

 Les trois dimensions de la machine (pour lesquelles nous adopterons les axes de représentation 0,  et ) ;

 Le temps puisque la maîtrise de la durée d’une séquence (demi-période TDéc/2) reste un point essentiel pour maîtriser les pertes par commutation et les harmoniques injectés aux sources.

A cette augmentation d’ordre se rajoute l’augmentation du champ des possibles puisque chaque onduleur 4Q constitue un onduleur monophasé capable de générer 3 vecteurs-tensions distincts (+Vdc, -Vdc et 0) (Figure III. 14). Aussi, passe-t-on de 2³ = 8 vecteurs-tensions, dont 7 distincts, à 3³ = 27 vecteurs-tensions. Cette forte augmentation du champ des possibles rend le problème plus complexe à résoudre.

Notons que la partie régulation peut présenter des difficultés pour la voie homopolaire (régulation à une consigne i0^* = 0) car la précision est un critère important alors que

 La dynamique du système contrôlé est élevée (faible valeur d’inductance homopolaire) ;

 L’actionneur est discret et échantillonné à des fréquences relativement faibles (de l’ordre de 10 kHz) afin de respecter les contraintes technologiques (I.G.B.T.) et l’exigence d’un bon rendement (fiabilité, volume de refroidissement, etc).

1.3.2 Cahier des charges de la M.L.I. vectorielle associée à

l’actionneur de couple.

Ce chapitre a donc pour objectif de réaliser une recherche exhaustive de séquences M.L.I. adaptées à l’onduleur en pont en H et de les comparer afin d’aboutir à une commande rapprochée optimale. Pour cela, il nous faut rappeler les critères régissant la commande M.L.I. d’un convertisseur associé à une machine. Notons que ces critères sont sévères dans

l’environnement véhicule électrique qui est particulièrement confiné et qui nécessite une fiabilité importante ou au moins une garantie de continuité de service (cf. § III.4 et chapitre IV). Nous pouvons classer ces critères dans trois domaines distincts.

1.3.2.1. Maximisation du rendement de conversion.

L’efficacité énergétique est un élément clé [Krishnan 2009] dans la mesure où elle  altère l’autonomie du véhicule ;

 détermine les contraintes thermo-mécaniques qui sont à l’origine des principaux phénomènes de fatigue et de défaillance des composants de puissance à semi-conducteur [Lefebvre 2004] [Coquery 2001] [Bouarroudj 2007] [Bouarroudj 2010] ;

 intervient dans le volume du convertisseur (et de la machine) au travers de son dispositif de refroidissement.

Il est donc important de s’en préoccuper afin d’obtenir de bonnes performances. Cette minimisation des pertes recouvre plusieurs aspects : pertes par commutation, pertes par conduction, pertes ferromagnétiques dans la machine.

 Minimisation des pertes par commutation

Les pertes par commutation représentent une part importante des pertes totales d’un convertisseur de puissance [Xiong 2009]. Dans le but d’assurer la fiabilité de l’équipement, les commutations doivent être équitablement réparties entre les différents bras de l’onduleur.

 Minimisation des autres pertes (par conduction et dans le fer)

Nous avons montré que dans le cas d’une MSAP idéale (e0), seule la composante iq du courant (dans le repère de Park) portait de la puissance active. Si la composante id peut être utile pour démagnétiser la machine à vitesse élevée, la composante homopolaire est quant à elle totalement inutile (dans l’hypothèse forte d’une f.é.m. homopolaire nulle, e0 = 0) et est donc à annuler pour minimiser les pertes tant par conduction (semi-conducteurs et bobinages du moteur) que par phénomènes ferromagnétiques (hystérésis et courants de Foucault dans les tôles de la machine). Ce courant est généré par la partie homopolaire de l’alimentation de tension (V0). Pour une machine triphasée alimentée de manière équilibrée, la composante homopolaire est constituée par la tension continue et les harmoniques multiples de 3 de la fréquence fondamentale. Le courant i0 est uniquement limité par la réactance homopolaire (X0 = L0 . 0) et la résistance liée aux pertes Joule (R). On voit par là qu’il est important de pouvoir agir aux basses fréquences, car sinon la moindre tension homopolaire créerait un courant important. Cela exige, tout à la fois :

 d’avoir un régulateur de courant précis et échantillonné avec une période suffisamment faible pour pouvoir gérer une dynamique de courant rapide suivant l’axe homopolaire (L0 faible). Outre la période d’échantillonnage, il faut que ce régulateur ait des moyens d’actions suffisants selon la direction homopolaire, ce qui signifie des séquences comportant des tensions à composantes non nulles, positives et négatives ;

 d’avoir des tensions discrètes homopolaires de valeur aussi faible que possible afin que l’inévitable composante liée à la période de découpage puisse être minorée, voire annulée. De fait, cette composante

 génère des pertes supplémentaires par conduction liées à l’augmentation de la valeur efficace du courant ainsi que des pertes ferromagnétiques.

1.3.2.2. Maximisation des performances mécaniques de la chaîne de traction.

Cet objectif concerne la capacité à maximiser la plage de vitesse pour laquelle la machine peut fonctionner au couple nominal. Comme nous l’avons évoqué dans le chapitre II (cf. §II.1.2), en supposant le réglage parfaitement réalisé (courant homopolaire nul), on peut se baser sur le modèle à une réactance de la machine synchrone pour déterminer la vitesse limite de fonctionnement à couple constant. Dans l’hypothèse d’une f.é.m. sinusoïdale, l’équation rappelle l’expression de la vitesse de base b :

Ω_𝑏 = ^{𝑉 𝑚𝑎𝑥}

√(K_Ω² + (𝐿_𝑐∙ 𝑝 ∙ 𝐼)²) ^{III. 22}

où KΩ la constante associée à la valeur efficace des f.é.m. de la machine, p est le nombre de paires de pôles, Iest la valeur efficace du courant en fonctionnement à couple maximal et

Vmax est la tension maximale de sortie de l'onduleur fournie à la MSAP.

A machine et à tension continue données, la largeur de la plage de vitesse à couple nominal est essentiellement régie par la capacité de la commande du convertisseur à fournir une tension d’amplitude la plus grande possible [Miller 2010]. Cette contrainte est particulièrement sévère pour les applications automobiles pour lesquelles la tension du bus continu est fortement limitée par la batterie. Notons que la présence d’un hacheur d’interface comme sur le véhicule hybride Prius, ou sur le projet SOFRACI fournit un degré de réglage supplémentaire qui permet de repousser cette saturation de commande de la machine.

1.3.2.3. Robustesse vis-à-vis des incertitudes et des défauts

Le troisième objectif est d’obtenir une commande peu sensible vis-à-vis des incertitudes de réalisation de la commande M.L.I., ainsi que des défauts de la MSAP.

 Ecart entre intention et réalisation de la M.L.I. : Il s’agit de la précision des

durées d'application des quatre vecteurs choisis pour la séquence de commutation. En effet, la mise en œuvre du contrôle-commande du moteur est basée sur un système numérique (microcontrôleur éventuellement associé à un circuit logique de type F.P.G.A.) synchronisé par une horloge. La fréquence de l’horloge détermine la résolution temporelle maximale à laquelle la commande M.L.I. peut prétendre. De plus, chaque composant commandé à semi-conducteur (I.G.B.T. dans le cas présent) est réellement piloté par un circuit d’interface ou allumeur (« driver » en anglais) convertissant les ordres logiques de la partie numérique en signaux de puissance capable de charger et décharger la tension grille-source du composant. La commande réelle est donc confrontée à l’inévitable incertitude des instants de commande ; durée d’application comme instant d’application de chaque vecteur-tension sont donc entachés d’erreur. Par ailleurs, il est à noter que la désynchronisation des commandes peut introduire l’apparition de vecteurs parasites temporaires. Ces phénomènes sont exacerbés par l’existence d’un temps mort obligatoire permettant d’éviter les courts-circuits de bras

(onduleur de tension) ; ce phénomène se déroule donc au moins deux fois par période de découpage (un aller-retour 0  Vdc). La durée de ce temps mort n’est pas négligeable puisque, pour les I.G.B.T., la valeur préconisée par le constructeur est de quelques s ce qui est pas insignifiant par rapport à une période de découpage TDéc, de l’ordre de 100 s (10 kHz). Concrètement, pendant un temps mort, les deux interrupteurs commandés sont ouverts, créant un bras à deux diodes : la tension réelle du bras est donc déterminée par le signe du courant dans la phase de la MSAP. Le temps mort a donc un impact direct sur le rapport cyclique du bras concerné et, du point de vue de la tension vectorielle de la MSAP, modifie la durée d’application des vecteurs et/ou peut faire apparaître des tensions parasites. Comme évoqué dans le chapitre I (§ I.3.1.1.1), ces dernières sont particulièrement gênantes si elle crée une contribution en homopolaire non maîtrisée. Il s’agira donc de prendre en compte ce phénomène, à l’apparence anodine, mais pouvant créer d’importants problèmes de mise en œuvre d’une stratégie de commande M.L.I..

 Les paramètres MSAP : Les défauts géométriques de la MSAP peuvent

contribuer à l’existence d’une force électromotrice homopolaire non nulle (e0). Une telle

f.é.m. induit la présence d’un courant homopolaire lié à la vitesse de rotation de l’arbre moteur

qui est donc de basse fréquence (de rang multiple de 3). Pour contrecarrer cette conséquence néfaste, la séquence de commutation doit être capable de générer des tensions homopolaires sans pour autant créer un contenu harmonique H.F. (à la fréquence de découpage) important. Il va de soi que le choix de la séquence résultera d’un compromis en ce qui concerne la valeur de la composante homopolaire des tensions discrètes sélectionnées. Une valeur absolue importante offre un degré de réglage fort mais génère potentiellement un contenu harmonique substantiel et des difficultés de mise en œuvre dues à la nécessité d’une grande précision sur les durées d’application de chaque vecteur.

Au terme de ce paragraphe, nous avons sérié le problème traité tant en définissant le contour du terrain d’investigation qu’en clarifiant le cahier des charges qui guide ce travail de synthèse.

2. Commande rapprochée de l’onduleur en pont en H