Mesures de bruit basse fréquence

An de confronter les résultats obtenus par A-DCTS avec d'autres méthodes, des mesures de bruit basse fréquence ont été eectuées au laboratoire LAAS de Toulouse. Ces diérents résultats sont donc complémentaires au niveau des gammes temporelles étudiées.

Ces mesures de bruit basse fréquence ont été eectuées à plusieurs points de polarisation sur le composant A16 (gure 3.36), sur le courant de drain et à température ambiante. Ces points de repos sont dénis de manière à avoir une tension de drain en zone saturée à plusieurs niveaux de courant (VDS = 15V, VGS=-2.4V, -2.2V et -2.1V) ainsi qu'un point de repos à tension de drain faible et une tension de grille plus élevée pour se rapprocher de notre point de repos à VGSh=-1.9V, VDS = 0.5V utilisé en A-DCTS (VDS = 0.17V, VGS=-1.9V pour la mesure de bruit).

Les diérents pics visibles à 50Hz et les harmoniques associées correspondent au bruit du secteur et ne doivent pas être pris en compte dans l'étude du bruit du composant. Les mesures de densité spectrale de bruit montrent au moins deux centres de génération-recombinaison possibles aux fréquences comprises entre 1Hz et 100kHz. Aux fréquences inférieures à 10 Hz, la densité spectrale de bruit est relativement stable autour d'une valeur donnée : Ceci montre la présence de pièges. Cette zone temporelle se recouvre avec la A-DCTS (0.1s-1s) qui conrme elle-aussi la présence de pièges à ces temps-ci (proche de DP2 à 0.65 eV).

Figure 3.36  Mesures de bruit basse fréquence sur le courant de drain à plusieurs points de polarisation et à température ambiante sur un transistor GH50 eectué au LAAS de Toulouse (composant A16).

Vers les fréquences intermédiaires (de 10 Hz au kHz), la lorentzienne décroissante en 1/f2

se retrouve ralentie. Cette tendance ne peut pas être ajustée sans rajouter un continuum de pièges à ces fréquences. Aux fréquences supérieures au kHz jusqu'à 100kHz, la décroissance du signal avec la fréquence ne suit pas non plus la loi en 1/f. Celle-ci suit plutôt une décroissance en 1/fγ, signature d'un deuxième continuum de pièges sur cette plage de fréquence.

Ces premières mesures laissent donc supposer qu'au moins deux centres de génération-recombinaison sont observés. Nous notons la présence de deux continuums de pièges situés dans les plages de fréquence (10Hz-1kHz) et (1kHz-100kHz).

La présence de pièges aux fréquences comprises entre 1 et 10 Hz est conrmée à la fois par la mesure de bruit et la A-DCTS. Aux fréquences inférieures, il s'agirait plutôt d'un ensemble de pièges de constantes de temps proches. Ceci permet de compléter la caractérisation de l'état de piégeage au sein du composant.

3.6 Conclusions du chapitre

Au sein de ce chapitre, nous avons tout d'abord explicité quelques mesures de pièges usuelles telles que la DLTS et la mesure de bruit basse fréquence. Ensuite, nous avons comparé plusieurs méthodes d'extraction des constantes de temps au sein des transitoires de courant. L'algorithme de Prony couplé à celui de Levenberg-Marquardt présente notamment de bons résultats : Sur un signal bruité simulé, notre algorithme fournit les constantes de temps avec une erreur d'environ 3% face aux algorithmes à base de multi-exponentielles présentant une précision entre 15% et 38%. Cette diérence provient du nombre important de composantes dans le signal utilisé pour modéliser le transitoire (modèle à base de multi-exponentielles).

L'algorithme de Prony permet d'obtenir les paramètres initiaux utilisables par l'algorithme de Levenberg-Marquardt qui anera les valeurs extraites.

Le courant de drain théorique au sein d'un HEMT a été réécrit en fonction du temps (comportement des pièges) en reprenant les calculs usuels utilisés pour la DLTS. En zone ohmique, nous retrouvons bien l'expression en multi-exponentielles du courant, avec cette fois-ci des amplitudes associées dépendantes de la physique et donc de la densité de pièges au sein du composant.

Le courant de drain théorique en zone saturée présente une caractéristique plus complexe. Son évolution s'apparente néanmoins aux sommes d'exponentielles couramment utilisées dans la littérature. Ces deux expressions (en zone ohmique et saturée) permettent d'obtenir plus d'informations à partir des transitoires de courant mesurés. Les conclusions apportées sur les densités de pièges extraites sont bien entendues dépendantes des hypothèses eectuées sur leur localisation ainsi que leur distribution au sein des couches de matériau considérées. Ce modèle pourra à terme être couplé aux algorithmes de Prony et Levenberg-Marquardt pour extraire les densités de pièges une fois leur localisation dénie (si cela est possible seulement à partir des mesures électriques).

La source de courant électrothermique du GH50 a été modélisée, en prenant en compte l'eet des pièges avec la température. A l'aide de celui-ci, le principe de la mesure de pièges par A-DCTS a été présenté et validé. En eet, les comportements des pièges en entrée du modèle (xés arbitrairement) correspondent bien avec les constantes obtenues en sortie après extraction de l'enveloppe du signal IDS(t). Certains des protocoles de mesures présentés dans la littérature ont aussi été simulés et ont montré des élévations de température signicatives au sein du composant.

Les pièges longs au sein du GH50 ont été mesurés à plusieurs polarisations diérentes. La présence de plusieurs défauts a été démontrée par A-DCTS dans la gamme de température 15-100°C et la gamme temporelle 1ms-1000s. Des mesures de bruit basse fréquence ont été eectuées au laboratoire LAAS de Toulouse. Celles-ci ont conrmé la présence de pièges dans la gamme 100ms-1s ainsi que deux continuums de pièges diérents aux fréquences plus basses : (10Hz-1kHz) et (1kHz-100kHz).

Vieillissement des GH50 en

fonctionnement RF

4.1 Introduction

Une fois le composant d'étude déni et ses caractéristiques DC et thermiques mesurées, des amplicateurs de test incorporant la possibilité de mesures in-situ ont été conçus spéci-quement pour le GH50. Leurs performances RF ont donc été évaluées. Ensuite, l'état initial des pièges dans le composant a été caractérisé par A-DCTS et bruit basse fréquence. Ces travaux ont permis d'obtenir l'état initial global électrique et topologique du composant. Par comparaison avec celui-ci, l'état nal après vieillissement nous donnera des indications sur les phénomènes de dégradation à l'origine des éventuelles dérives de paramètres électriques. Nous allons donc à présent décrire les tests de vieillissement réalisés dans le cadre de ce travail.

Dans un premier temps, nous allons présenter les types de vieillissement couramment utilisés dans les études de abilité sur les composants GaN RF (tests amonts ainsi qu'en conditions opérationnelles). Après une présentation du banc de mesure du laboratoire, le prol de mission accéléré sera déni.

Ensuite, nous aborderons les évolutions de caractéristiques électriques des composants en vieillissement selon deux conditions diérentes : à température de jonction égale mais à VDS0 diérent. La diérence de puissance dissipée étant compensée par une température d'asservissement diérente. Ces deux conditions permettront de dissocier les eets d'origine thermique et électrique.

Enn, une analyse de défaillance sera menée sur un composant dégradé, en s'appuyant sur l'analyse par photo-émission en face arrière par rapport à un composant neuf. Les points d'intérêt seront aussi analysés en longueur d'onde à l'aide d'un réseau de diraction an d'observer un éventuel point commun entre eux.