T
T
H
H
È
È
S
S
E
E
En vue de l'obtention du
D
D
O
O
C
C
T
T
O
O
R
R
A
A
T
T
D
D
E
E
L
L
’
’
U
U
N
N
I
I
V
V
E
E
R
R
S
S
I
I
T
T
É
É
D
D
E
E
T
T
O
O
U
U
L
L
O
O
U
U
S
S
E
E
Délivré par l'Université Toulouse III - Paul Sabatier Discipline ou spécialité : Génie électrique
JURY
Geneviève DUCHAMP (Professeur à l'Université de Bordeaux Anne LOUIS (HDR à l'ESIGELEC, Rouen)
Thierry PARRA (Professeur à l'Université Toulouse III - Paul Sabatier) Stéphane BAFFREAU (Maître de conférence à l'IUT de Tarbes)
John Shepherd (Invité, ingénieur Freescale, Toulouse)
Ecole doctorale : GEET Unité de recherche : LATTIS
Directeur(s) de Thèse : Stéphane BAFFREAU Rapporteurs : Geneviève DUCHAMP, Anne LOUIS Présentée et soutenue par Samuel AKUE BOULINGUI
Le 12 Novembre 2009
Titre : Etude du couplage électromagnétique entre circuits intégrés par émulation du perturbateur - Application en téléphonie 3G
On assiste à une intégration toujours plus poussée qui se traduit par le regroupement à l'intérieur d'un même boîtier, de puces complexes de nature très différente. La coexistence d'une unité de calcul numérique conséquente, de structures analogiques et de modules de moyenne puissance pose des contraintes de plus en plus sévères en termes de compatibilité électromagnétique. Il est donc nécessaire de s'assurer que la fonctionnalité intrinsèque de ces différentes puces soit garantie, et ce dès les phases de conception.
Ce manuscrit décrit une nouvelle approche qui consiste à émuler, à l'aide d'une sonde de champ proche spécifique, appelée SkateProbe, le comportement d’une puce perturbatrice. L’étape suivante a pour objectif d’analyser les risques d’interférence avec les composants victimes. Cette approche permet des investigations aisées sans nécessiter de carte de test CEM spécifique. Les détails de cette méthodologie sont précisés et sa mise en œuvre a été validée sur deux cas tests : une première fois sur un transistor de commutation utilisé dans les convertisseurs d’énergie, et une seconde fois sur un circuit intégré dédié à une plate-forme de téléphonie mobile 3G.
Mots clés :
Compatibilité électromagnétique des composants, systèmes embarqués, champ proche, émulation de l’émission en champ proche d’un circuit intégré, couplage puce à puce.
We are more and more attending to high integration. This is translated by the grouping inside the same package of complex different chips. The coexistence of a digital unit and power analogic structure involves more and more constraints in terms of electromagnetic compatibility (EMC). It is thus necessary to make sure that the intrinsic feature of these various chips is guaranteed at each design phase.
This manuscript describes in first step a new approach which consists in emulation, by using a specific near field probe, called SkateProbe, the behaviour of a disturbance integrated circuit. The aim of the following step is to analyze interferences risk between the SkateProbe and the victim components. This approach allows easy investigations without requiring of EMC test board. The details of this methodology are specified and its implementation was validated on two tests cases: first time on a power MOSFET transistor switch used in power converters, and second time on an integrated circuit dedicated to a 3G platform of mobile telephony.
Keywords :
Electromagnetique compatibility of integrated circuits (EMC of ICs), Embedded system, Near-field, Integrated circuit near-field emulation, Chip-to-chip coupling.
La richesse et le pouvoir sont éphémères, seuls l’art et la science perdurent.
Ce travail a été effectué au sein du groupe « Systèmes Embarqués Critiques » du Laboratoire Toulousain de Technologie et d’Ingénierie des Systèmes LATTIS) établi au département de génie électrique et informatique de l’INSA de Toulouse. Je voudrais commencer par remercier Danielle Fournier-Prunaret, directrice du LATTIS, ainsi que Jean Marie Dilhac et Colette Mercé, respectivement ancien et nouveau directeur de ce département, pour m’avoir accueilli durant ma thèse.
J’adresse mes sincères remerciements à Geneviève Duchamp et à Anne Louis qui ont accepté d’être rapporteurs de ce manuscrit de thèse. Je leur suis particulièrement reconnaissant de la qualité des conseils et des remarques concernant la correction du manuscrit. Je tiens aussi à remercier Thierry Parra et John Shepherd pour leur participation au jury et l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux de recherche.
Je souhaite témoigner toute ma reconnaissance à mon encadrant de thèse, Stéphane Baffreau pour le soutien et les conseils qu’il a su m’apporter durant mes trois années de thèse. Je voudrais lui adresser de chaleureux remerciements pour la confiance qu’il m’a accordée mais aussi pour la manière avec laquelle il a encadré mon travail. Je le remercie enfin pour l’effort de correction qu’il a apporté à ce mémoire.
Je remercie Etienne Sicard de m’avoir soutenu tout au long de ma thèse. Son apport technique, matériel et administratif m’ont été d’un grand secours.
Un grand merci à tout le personnel technique et administratif du département et du laboratoire pour leur aide et leur bonne humeur. Je tiens tout particulièrement à exprimer ma gratitude à Joëlle Breau et à Estelle Afrigan pour leur dévouement et à José Martin pour sa disponibilité et ses compétences techniques, qui m’ont été d’un grand secours.
De même, je remercie l’équipe de l’IUT de Tarbes avec laquelle j’ai travaillé de près ou de loin. Je remercie en particulier Jean-Luc Massol, directeur du département GEII l’IUT de Tarbes de m’avoir accueilli durant une année, Jean-Marc Dienot de m’avoir ouvert les portes du LabCEM de l’IUT de Tarbes, Emmanuel Laugt pour sa disponibilité et ses compétences techniques et Emmanuel Batista pour sa collaboration.
Je remercie toutes les personnes que j’ai rencontrées au cours de ces trois années de thèse et qui ont apportées leur pierre à l’édifice. Je pense en particulier à Sonia Ben Dhia et Alexandre Boyer pour l’intérêt qu’ils ont porté à mes travaux et pour leurs conseils, Bertrand Vrignon pour m’avoir permis d’accéder au scanner champ proche de Freescale, Nicolas Bouvier pour son apport matériel et logiciel et pour son expertise dans les plateformes mobiles, Jun Wu Tao pour m’avoir permis l’accès au banc de scan champ proche de l’ENSEEIHT.
Je voudrais exprimer toute ma gratitude à tous les anciens et actuels membres et thésards du LATTIS, en particulier à l’équipe CEM : Céline pour tous ses conseils et pour son aide technique et matérielle, Mohamed pour ses conseils, Amadou et Mickael pour leurs conseils, Binhong pour sa joie de vivre, et aussi Richard, Ali, Lahoussine, Rachid, Khalid et Christophe.
RESUME...I ABSTRACT...II REMERCIEMENTS...IV TABLE DES MATIERES...VI TABLE DES FIGURES...X TABLE DES TABLEAUX...XVI
INTRODUCTION GENERALE... 1
CHAPITRE I : LA COMPATIBILITE ELECTROMAGNETIQUE ET LE CHAMP PROCHE... 3
I.1. Introduction à la CEM ... 4
I.1.1. Contexte et problématique... 4
I.1.1.1. Émission et susceptibilité ... 4
I.1.1.2. Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime » ... 5
I.1.1.3. La source de perturbation ... 6
I.1.1.4. La victime de la perturbation ... 6
I.1.2. Approche de la CEM dans les systèmes embarqués... 6
I.2. Origines et conséquences des perturbations électromagnétiques ... 8
I.2.1. Les principales sources de perturbations électromagnétiques ... 8
I.2.1.1. Les décharges électrostatiques... 8
I.2.1.2. Les communications hertziennes ... 9
I.2.1.3. Les composants électroniques ... 9
I.2.1.4. Autres sources de perturbations électromagnétiques... 10
I.2.2. Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré ... 10
I.2.2.1. Les différents modes de couplage... 11
I.2.2.2. Mode de propagation de la perturbation ... 13
I.2.2.3. Effet de la perturbation ... 15
I.3. Techniques de caractérisation de l’émission et de l’immunité des composants... 17
I.3.1. Techniques de caractérisation de l’émission des circuits intégrés ... 17
I.3.1.1. Méthodes de mesure conduite... 18
I.3.1.2. Méthodes de mesure rayonnée ... 19
I.3.2. Méthode de mesure de l’immunité des circuits intégrés ... 21
I.3.2.1. Méthodes de mesure conduites ... 21
I.3.2.2. Méthodes de mesure rayonnées ... 22
I.4. Modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés ... 24
I.4.1. Intérêt d’un modèle CEM ... 24
I.4.2. Standard de modélisation en CEM des composants... 26
I.4.2.1. Modèle IBIS ... 26
I.4.2.2. Modèle LEECS ... 27
I.4.2.3. Modèle IMIC... 27
I.5.1. Notion de champ proche... 32
I.5.2. Emission et immunité en champ proche des circuits intégrés ... 35
I.5.2.1. Emission en champ proche des circuits intégrés... 35
I.5.2.2. Immunité en champ proche des circuits intégrés ... 35
I.5.3. Couplage en champ proche des circuits intégrés... 36
I.5.4. Technique de mesure en champ proche... 37
I.5.4.1. Mesure de l’émission champ proche ... 37
I.5.4.2. Mesure de l’immunité champ proche ... 38
I.6. Problèmes CEM dans l’intégration des composants ... 38
I.6.1. L’intégration boîtier (SiP) ... 39
I.6.2. Problèmes CEM dans les SiP ... 39
I.6.3. Problèmes CEM en téléphonie mobile ... 40
I.6.4. Le concept de la SkateProbe ... 42
I.7. Conclusion ... 42
I.8. Références ... 44
CHAPITRE II : REFLEXION SUR DE NOUVELLES SONDES CHAMP PROCHE EN IMMUNITE.. 49
II.1. Le banc de mesure champ proche... 50
II.1.1. Description du banc de mesure... 51
II.1.1.1. Mesure de l’émission champ proche ... 51
II.1.1.2. Mesure de l’immunité champ proche ... 54
II.1.1.3. Définition du plan du composant ... 56
II.1.1.4. Configuration de la mesure ... 56
II.1.2. Les sondes de champ proche utilisées ... 57
II.1.2.1. Sondes de champ magnétique – H... 57
II.1.2.2. Sondes de champ électrique – E ... 57
II.1.2.3. Facteur de performance (PF)... 58
II.2. Mesure d’immunité rayonnée en champ proche... 59
II.2.1. Description de la mesure d’immunité en champ proche ... 59
II.2.2. Description de sondes « standard » d’immunité champ proche ... 62
II.2.2.1. Calcul du champ rayonné par une sonde champ proche ... 62
II.2.2.2. Surface de rayonnement d’une boucle magnétique... 63
II.2.2.3. Couplage entre la sonde et la victime ... 65
II.2.3. Caractéristiques d’une sonde en immunité... 66
II.2.3.1. Répartition spatiale du champ... 66
II.2.3.2. Champ magnétique rayonné... 67
II.2.3.3. Influence de l’impédance de la sonde sur ses performances ... 69
II.3. Sonde de champ proche proposée : la SkateProbe ... 71
II.3.1. Description ... 71
II.3.2. Emission d’une ligne micro-ruban ... 72
II.3.2.1. Champ électromagnétique émis par une piste... 72
II.3.2.2. Influence des caractéristiques de la ligne sur son émission... 75
II.3.2.3. Modèle électromagnétique de la piste rayonnante... 78
II.3.3. Exemple de SkateProbes Conçues ... 78
II.3.3.1. La SkateProbe adaptée à une ligne micro ruban ... 78
II.3.3.2. La SkateProbe adaptée à un circuit intégré ... 82
II.4.2.2. Surface d’illumination de la sonde... 86
II.4.2.3. Variation du champ en fonction de l’altitude... 87
II.4.2.4. Variation de champ en fonction de la fréquence... 87
II.4.3. Illustration du calibrage avec une sonde... 88
II.4.3.1. Exemple de la boucle magnétique ... 88
II.4.3.2. Exemple d’une SkateProbe... 89
II.5. Conclusion ... 89
II.6. Références ... 90
CHAPITRE III : METHODOLOGIE DE CONCEPTION DE LA SKATEPROBE... 91
III.1. Etude du couplage puce à puce dans un système électronique... 92
III.1.1. Quelques notions ... 92
III.1.1.1. Notion de niveau d’émission relatif... 92
III.1.1.2. coefficient d’interférence... 93
III.1.2. Etude du couplage entre deux circuits intégrés ... 94
III.1.2.1. Mesure du couplage entre deux circuits intégrés... 94
III.1.2.2. Modélisation du couplage du couplage entre deux circuits intégrés ... 96
III.1.2.3. limites de la mesure du couplage puce à puce ... 96
III.1.2.4. Solution proposée : Emulation de l’émission de la source ... 97
III.1.3. Technique de l’émulation de l’émission rayonnée champ proche d’un circuit intégré 98 III.1.3.1. Concept d’émulation de l’émission d’un circuit intégré ... 98
III.1.3.2. Emulation de l’émission d’un circuit intégré à partir d’une cartographie champ proche ... 99
III.2. Extraction des inductances de rayonnement à partir d’un scan champ proche ... 100
III.2.1. Méthode d’extraction des inductances de rayonnement... 101
III.2.1.1. Objectifs... 101
III.2.1.2. Détection d’extremums locaux d’une cartographie champ proche... 102
III.2.1.3. Skeletonization d’un nuage de points ... 108
III.2.1.4. Extraction et validation des inductances de rayonnement ... 114
III.2.2. Conception et validation de la sonde... 117
III.2.2.1. Validation des inductances de rayonnement à l’aide de ic-emc ... 117
III.2.2.2. Modèle électromagnétique et fabrication de la sonde... 120
III.3. Méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés ... 123
III.3.1. Méthodologie... 123
III.3.1.1. Mise en évidence du couplage ... 124
III.3.2. Etude du couplage entre la SkateProbe et la victime ... 125
III.3.2.1. Mesure du couplage entre la SkateProbe et la victime ... 125
III.3.2.2. Modélisation du couplage SkateProbe/composant victime ... 126
III.3.3. Couplage réel entre la victime et le circuit intégré source ... 129
III.4. Conclusion ... 129
III.5. Références ... 131
CHAPITRE IV : MISE EN APPLICATION DE LA SKATEPROBE :ETUDE DU COUPLAGE ENTRE CIRCUITS INTEGRES... 133
IV.1.1.3. Pertes dans un interrupteur... 136
IV.1.2. Emission parasite rayonnée d’un transistor en commutation ... 137
IV.1.2.1. Conception d’un commutateur de courant ... 137
IV.1.2.2. Mesures conduites et rayonnées ... 141
IV.1.2.3. Modélisation de l’émission du transistor ... 144
IV.1.3. Emulation de l’émission du transistor en commutation ... 147
IV.1.3.1. Extraction des inductances de rayonnement ... 147
IV.1.3.2. Conception de la sonde émulatrice ... 149
IV.1.4. Conclusion sur l’étude ... 152
IV.2. Etude du couplage puce à puce d'une plateforme téléphonique 3G ... 152
IV.2.1. Contexte... 153
IV.2.2. Description d’une plateforme téléphonique ... 154
IV.2.2.1. La troisième génération mobile... 154
IV.2.2.2. Identification de la victime et de l’agresseur ... 155
IV.2.3. Etude de l’émission rayonnée champ proche du PA ... 157
IV.2.3.1. Description de l’agresseur champ proche... 157
IV.2.3.2. Emission de l’agresseur ... 159
IV.2.3.3. Emulation de l’émission en champ proche du PA... 160
IV.2.4. Etude du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver... 165
IV.2.4.1. Rapprochement de la PA_SkateProbe et du composant victime... 165
IV.2.4.2. Interprétation du phénomène mesuré ... 169
IV.2.5. Modélisation du couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver ... 175
IV.2.5.1. Modélisation ICEM du transceiver ... 175
IV.2.5.2. Modélisation du rapprochement entre la PA_SkateProbe et le transceiver 182 IV.2.5.3. Validation du modèle de couplage entre la PA_SkateProbe et le transceiver 185 IV.2.6. Conclusions de l'étude ... 187
IV.3. Références ... 189
CONCLUSION GENERALE... 192
LISTE DES PUBLICATIONS... 194
Figure III–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles. ... 1
Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime. ... 5
Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM. ... 5
Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués... 7
Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES... 8
Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a]... 9
Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne... 9
Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils... 11
Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune. ... 11
Figure I–9 : Principe du couplage capacitif... 12
Figure I–10 : Principe du couplage inductif. ... 12
Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique. ... 13
Figure I–12 : Transmission d’un signal en mode différentiel (MD). ... 14
Figure I–13 : Transmission d’un signal en mode commun (MC). ... 14
Figure I–14 : Exemple de marge dynamique d’une entrée logique CMOS rapide. ... 15
Figure I–15 : Principe de perturbation d’une sortie numérique. ... 16
Figure I–16 : Schéma du thyristor parasite à l'origine du latchup... 16
Figure I–17 : Superposition de deux signaux. ... 17
Figure I–18 : Détection de l’enveloppe d’un signal. ... 17
Figure I–19 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’émission des composants. ... 18
Figure I–20 : Description des techniques utilisées pour la caractérisation de l’émission rayonnée des composants. ... 20
Figure I–21 : Description des techniques conduites utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants. ... 22
Figure I–22 : Description des techniques rayonnées utilisées pour la caractérisation de l’immunité des composants. ... 23
Figure I–23 : Stratégie de prise en compte de la CEM dans le flot de conception d’un CI [BEND06]... 25
Figure I–24 : Description du principe d’un macro-modèle. ... 25
Figure I–25 : Structure générale d’un modèle IBIS ... 26
Figure I–26 : Modèles LEECS-core et LEECS-IO ... 27
Figure I–27 : Modèle IMIC selon le site officiel du JEITA ... 28
Figure I–28 : Description d’un modèle ICEM donné par ICEM-CE ... 29
Figure I–29 : Structure « classique » d’un bloc ICEM [BOYE07c] ... 30
Figure I–30 : Flot de conception d’un modèle ICEM [BENDN06] ... 31
Figure I–31 : Description des zones de champ autour d’une source de rayonnement. ... 33
Figure I–32 : Impédances des dipôles électrique et magnétique élémentaires en fonction de kr. ... 34
Figure I–33 : Variation des champs électrique et magnétique à proximité d’une source. ... 35
Figure I–34 : Illustration de la mesure du couplage entre composants [BOYE07b]... 36
Figure I–35 : Description de la mesure d’émission utilisant des sondes électroniques. ... 37
Figure I–39 : Problèmes d’interférences électromagnétiques dans un étage radiofréquence... 41
Figure II–1 : Description du bras et de ces axes de déplacement... 50
Figure II–2 : Ordre des tâches pour une mesure d’émission champ proche émission ... 51
Figure II–3 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en émission ... 51
Figure II–4 : Forme et positionnement des sondes champ proche pour la mesure de toutes les composantes du champ électromagnétique. ... 52
Figure II–5 : Définition de l’altitude de mesure pour les sondes de champ magnétique. ... 53
Figure II–6 : Description du composant sous test et définition des axes de mesure. ... 53
Figure II–7 : Exemple de cartographies champ proche magnétique mesurées ... 54
Figure II–8 : Description du banc de mesure champ proche utilisé en immunité. ... 54
Figure II–9 : Cartographie de la susceptibilité et seuil de susceptibilité en champ proche du circuit d’horloge du microcontrôleur HCS12X [BOYE07]. ... 55
Figure II–10 : Illustration de l’inclinaison d’un composant du au positionnement de la carte. On voit que la sonde n’est pas perpendiculaire au plan de la carte ... 56
Figure II–11 : Description de quelques sondes de champ magnétique. ... 57
Figure II–12 : Description de sondes de champ électrique. ... 58
Figure II–13 : Principe de mesure d'immunité. ... 59
Figure II–14 : Exemple de résultat d’une cartographie en champ proche d’immunité à une fréquence. ... 60
Figure II–15 : Exemple de courbe du seuil de susceptibilité en champ proche en un point. ... 60
Figure II–16 : Description des étapes de mesure d’immunité champ proche avec une agression globale. ... 61
Figure II–17 : Calcul du champ magnétique rayonné par une boucle... 62
Figure II–18 : Calcul du champ électrique rayonné par un dipôle. ... 63
Figure II–19 : Simulation de la surface d’illumination en fonction de la taille de la boucle. .. 64
Figure II–20 : Simulation à 1 GHz de la surface illuminée en fonction de l’altitude de la sonde. ... 65
Figure II–21 : Répartition spatiale du champ magnétique rayonné par une boucle à 1 GHz... 66
Figure II–22 : Allure de la surface de rayonnement en fonction de l’altitude... 67
Figure II–23 : Courbe du champ magnétique en fonction de l’altitude... 68
Figure II–24 : Courbe du champ en fonction de la taille de la sonde... 68
Figure II–25 : Courbe du champ magnétique rayonné par la boucle en fonction de la fréquence. ... 69
Figure II–26 : Liaison entre un générateur de signal et une sonde champ proche. ... 69
Figure II–27 : Simulation du coefficient de réflexion d’une boucle magnétique de 1 mm de rayon. ... 70
Figure II–28 : Calcul de la surface de deux boucles, circulaire (à gauche) et rectangulaire (à droite). ... 71
Figure II–29. Calcul du champ magnétique généré par un dipôle élémentaire... 72
Figure II–30 : Calcul du champ généré dans une ligne micro-ruban. ... 73
Figure II–31 : Emission en champ magnétique d’une ligne microstrip. ... 73
Figure II–32 : Emission en champ magnétique de deux lignes microstrips voisines... 74
Figure II–33. Exemple de positionnement d’inductances à l’aide de ic-emc [IC-EMC]. ... 74
Figure II–34 : Champ électrique émis par ligne micro-ruban. ... 75
Figure II–35 : Emission en champ électrique de deux lignes microstrips voisines... 75
Figure II–36. Influence du plan de masse... 76
Figure II–37. Influence de la largeur des pistes... 76
(à droite). ... 79
Figure II–42 : Définition du plan de calibration pour la mesure des caractéristiques de la sonde... 80
Figure II–43 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe... 80
Figure II–44 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) simulé (gauche) et mesuré (droite) de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. ... 81
Figure II–45 : Comparaison de l’impédance mesurée de la sonde circulaire et de la SkateProbe... 81
Figure II–46 : Boucle magnétique et SkateProbe... 82
Figure II–47 : Champ rayonné à 1 mm par la sonde circulaire (à gauche) et par la SkateProbe (à droite). ... 83
Figure II–48 : Comparaison du coefficient de réflexion (S11) simulé de la boucle et de la SkateProbe... 83
Figure II–49 : Comparaison du coefficient de transmission (S12) mesuré de la boucle et de la SkateProbe couplés à la ligne micro-ruban. ... 84
Figure II–50 : Représentation des données de calibrage d’une sonde en immunité... 86
Figure II–51 : Mesure de la surface d’illumination d’une sonde de champ proche. ... 87
Figure II–52 : Cartographie de calibrage de la boucle magnétique... 88
Figure II–53 : Cartographie de calibrage de la SkateProbe adaptée à un circuit intégré. ... 89
Figure III–1 : Principe de l’émission pondérée [BOYE07]... 93
Figure III–2 : Description d’une mesure de couplage entre deux composants. ... 95
Figure III–3 : Illustration des étapes de la mesure du couplage entre deux circuits intégrés... 95
Figure III–4 : Flot de simulation de l’apparition de défaillance dûe au rapprochement entre 2 circuits [BOYE07a]. ... 96
Figure III–5 : Couplage entre une SkateProbe et un circuit intégré victime. ... 97
Figure III–6 : Illustration du concept d'émulation de l'émission parasite d'un circuit intégré.. 98
Figure III–7 : Exemples de positionnement d’inductances de rayonnement pour différentes formes d’émission. ... 99
Figure III–8 : Extraction des éléments rayonnants pour l’émulation de l’émission d’un circuit. ... 99
Figure III–9 : Exemple de traitement utilisant l’algorithme... 100
Figure III–10 : Interprétation des cartographies pour les composantes Hx ou Hy (à gauche) et Hz (à droite) pour l'extraction des inductances rayonnantes. ... 102
Figure III–11 : Exemple d’histogrammes de deux cartographies mesurées... 103
Figure III–12 : Détection d’extrémums locaux sur une cartographie champ proche. ... 104
Figure III–13 : Détermination de la direction d’analyse à partir d’une cartographie champ proche. ... 104
Figure III–14 : Choix de n suivant la direction d’analyse (d). ... 105
Figure III–15 : Exemples de calcul de dH pour deux valeurs de n. ... 105
Figure III–16 : Illustration de l’influence de n et de dHth pour une mesure donnée. ... 106
Figure III–17 : Principe de l’estimation de n... 107
Figure III–18 : Illustration de l’intérêt de l’estimation de dHth. ... 108
Figure III–19. Un exemple de Skeletonization d’une image. ... 109
Figure III–20 : Description schématique de l’algorithme d’Hilditch. ... 109
Figure III–21 : Détermination de la numérotation et du sens de parcours des points au voisinage de P1... 110
que celle de droite la vérifie. ... 112
Figure III–26 : Résultat de la 'condition 3' sur une ligne verticale... 113
Figure III–27 : Les configurations à gauche et au centre ne vérifient pas la 'condition 4' tandis que celle de droite la vérifie. ... 113
Figure III–28 : Illustration du passage de la cartographie champ proche à une image binaire ... 114
Figure III–29 : Skeletonization d’une image binaire obtenue à partir d’une cartographie mesurée... 114
Figure III–30 : Variation du champ magnétique au-dessus d’une ligne... 115
Figure III–31 : Exemple d’un nuage de points divisé en trois groupes... 115
Figure III–32 : Algorithme d’extraction des inductances de rayonnement. ... 116
Figure III–33 : Algorithme d’optimisation d’une inductance de rayonnement... 117
Figure III–34 : Représentation sous ic-emc des inductances de rayonnement... 118
Figure III–35 : Illustration de la simplification d’un modèle pour ic-emc... 118
Figure III–36 : définition des altitudes des dipôles et de simulation sous ic-emc... 119
Figure III–37 : Influence des inductances verticale sur la répartition du champ. ... 119
Figure III–38 : Description des caractéristiques d’une cartographie... 121
Figure III–39 : Illustration du décalage entre deux cartographies... 122
Figure III–40 : Comparaison de deux cartographies, calcul d’erreur par pixel... 122
Figure III–41 : Illustration de l’impact de l’utilisation d’un connecteur... 123
Figure III–42 : Illustration de la méthodologie de l’étude du couplage entre deux circuits intégrés ... 124
Figure III–43 : Illustration de la mesure de l’effet du couplage entre la SkateProbe et un circuit intégré... 126
Figure III–44 : Structure « classique » d’un bloc ICIM [BOY07a] ... 127
Figure III–45 : Modèle général d’une sonde émulatrice de l’émission d’un composant. ... 128
Figure III–46 : Exemple de modèle faisant intervenir des tronçons couplés ... 128
Figure III–47 : Modélisation du couplage entre une sonde émulatrice et un circuit intégré victime. ... 129
Figure IV–1 : Principe de fonctionnement d'un convertisseur d’énergie – interrupteur fermé (gauche) et ouvert (droite). ... 135
Figure IV–2 : Signaux de commutation non idéaux d’un interrupteur... 136
Figure IV–3 : Courbe de susceptibilité en champ proche du microcontrôleur S12X... 137
Figure IV–4 : Caractéristiques en puissance et en fréquence de différents types d’interrupteurs de puissance. ... 138
Figure IV–5 : Schéma électrique de SRK_2 ... 139
Figure IV–6 : Spectre du courant simulé traversant l’interrupteur de puissance. ... 139
Figure IV–7 : Les deux faces de la carte SRK_2 ... 140
Figure IV–8 : Description du système de refroidissement du transistor. ... 140
Figure IV–9 : Spectre du courant ITp mesuré traversant l’interrupteur de puissance. ... 141
Figure IV–10 : Enveloppe du spectre de VDS, mesure et simulation... 142
Figure IV–11 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée à l’aide d’une cellule TEM... 142
Figure IV–12 : Mesure en cellule TEM du rayonnement parasite du transistor. ... 143
Figure IV–13 : Set-up de mesure de l’émission rayonnée champ proche du commutateur... 144
Figure IV–14: Scan champ proche du composant IRLRU7821, définition des axes a), composante x b), y c), z d)... 144
Figure IV–15 : Modèle global de la carte de test en prenant en compte l’effet parasite de tous les éléments. ... 145
... 148
Figure IV–19: Comparaison de la mesure et de simulation ic-emc NFS ... 149
Figure IV–20 : Dessin de deux pistes: l’une avec variation de la largeur, l’autre avec une largeur constante... 150
Figure IV–21 : Calcul de dX pour conserver la largeur des segments ... 150
Figure IV–22 : Deux vues du modèle FEKO de la sonde SRK_2-SKP_1... 151
Figure IV–23 : Alimentation de la SkateProbe ... 151
Figure IV–24: Comparaison entre la mesure et la simulation de la FEKO de la SkateProbe. ... 152
Figure IV–25 : Evolution du téléphone mobile, de sa création à aujourd’hui... 153
Figure IV–26 : description de la plateforme utilisée ... 155
Figure IV–27 : Schéma block de la plateforme utilisée ... 155
Figure IV–28 : Vue interne du PA : layout a) et brochage b). ... 158
Figure IV–29 : Schéma de principe du PA... 158
Figure IV–30 : Cartographie de l’émission rayonnée champ proche du PA... 159
Figure IV–31 : Modèle ICEM de l’amplificateur de puissance sous ic-emc. ... 160
Figure IV–32 : Extraction des inductances de rayonnement pour chaque composante du champ mesurée. ... 161
Figure IV–33 : Comparaison entre la mesure et la simulation ic-emc. ... 162
Figure IV–34 : Modèle électromagnétique de la PA_SkateProbe... 163
Figure IV–35 : Description de la PA_SkateProbe fabriquée... 163
Figure IV–36 : Comparaison entre la mesure de l’émission en champ proche du PA et celle de la PA_SkateProbe. ... 164
Figure IV–37 : Modèle de la PA_SkateProbe. ... 165
Figure IV–38 : Vue interne du transceiver. ... 166
Figure IV–39 : Procédure de mise en œuvre du test de sensibilité... 167
Figure IV–40 : Mesure du rapport signal sur bruit de la plateforme sans perturbation. ... 167
Figure IV–41 : Visualisation d’un canal de réception à l’aide de l’outil de Freescale. ... 168
Figure IV–42 : Protocole de mesure de rapprochement de la SkateProbe et du transceiver.. 168
Figure IV–43 : Courbes de la mesure du rapport signal sur bruit Sans perturbation, avec une perturbation à 1950MHz de 15 dBm et de 20 dBm... 169
Figure IV–44 : Observation des résultats de perturbation avec la SkateProbe ... 170
Figure IV–45 : Multiplication de deux signaux, de fréquence f1 et f2... 170
Figure IV–46 : Observation des résultats pour le produit d’intermodulation... 171
Figure IV–47 : Exemple de résultat d’un produit d'intermodulation d'ordre 3 ... 171
Figure IV–48 : Protocole de mesure pour le relevé de spectre au-dessus du transceiver... 172
Figure IV–49 : Spectre relevé à la position 2 au-dessus de la puce numérique. ... 172
Figure IV–50 : Spectre relevé à la position 1 au-dessus de la puce analogique... 173
Figure IV–51 : relevé des fréquences du parasite en fonction de la fréquence de réception . 173 Figure IV–52 : Positionnement et orientation de la PA_SkateProbe au dessus du transceiver. ... 174
Figure IV–53 : Protocole de mesures des paramètres S et Z de l’entrée différentielle UMTS du transceiver... 176
Figure IV–54 : Mesure sous pointes du transceiver 3G de la plateforme. ... 176
Figure IV–55 : Mesure du module des impédances pour les deux entrées UMTS du transceiver... 176
Figure IV–56 : Description des blocs du modèle du transceiver... 177
Figure IV–60 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver... 180 Figure IV–61 : Comparaison entre la mesure et la simulation de l’impédance des entrées du transceiver... 181 Figure IV–62 : Calcul du coefficient de réflexion différentiel à partir du modèle... 182 Figure IV–63 : Modèle électrique de la fonction parasite puce analogique sous ADS... 183 Figure IV–64 : Vues en trois dimensions du couplage entre le transceiver et la PA_SkateProbe. ... 184 Figure IV–65 : Amplitude des signaux à l’entrée du transceiver. ... 185 Figure IV–66 : Modèle complet du couplage entre le transceiver et la PA_SkatePrbe. ... 186 Figure IV–67 : Simulation du mélange entre l’harmonique 9 du 26 MHz et la fréquence d’émission... 187 Figure IV–68 : Simulation du produit d’intermodulation entre la fréquence parasite générée à la réception et la fréquence d’émission. ... 187
Tableau I–1. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de l’émission des
composants. ... 20
Tableau I–2. Caractéristiques des principales méthodes de mesure de susceptibilité des composants. ... 24
Tableau I–3 : Description des composants d’un bloc ICEM... 30
Tableau I–4 : Récapitulatif des standards de modélisation CEM... 32
Tableau IV–1 : Description des composants du modèle ICEM de la carte de test... 146
Tableau IV–2 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 1 ... 148
Tableau IV–3 : Coordonnées et longueur des inductances rayonnantes obtenue par la méthode 2 ... 148
Tableau IV–4 : Description de technologies de communication en téléphonie mobile. ... 154
Tableau IV–5 : Hypothèse sur les potentiels agresseurs et victimes de la plateforme ... 156
Tableau IV–6 : Description des entrées et sorties du PA ... 159
Tableau IV–7 : coordonnées et longueur des inductances rayonnantes de l’amplificateur de puissance... 162
Tableau IV–8 : Description des éléments du modèle de la PA_SkateProbe. ... 165
Tableau IV–9 : description des éléments parasites calculés du modèle du transceiver. ... 179
Tableau IV–10 : description des éléments du modèle du transceiver. ... 180
Tableau IV–11 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. .... 181
Tableau IV–12 : description des éléments parasites optimisés du modèle du transceiver. .... 183
Tableau IV–13 : Evaluation du couplage entre la PA_SkateProbe et les éléments du boîtier du transceiver... 184
Dès les années quatre vingt dix, le domaine des systèmes cellulaires et sans fil a connu une croissance phénoménale, au point de devenir le premier marché, en terme de volume de l’industrie des semi-conducteurs. Il semble donc évident qu’au fur et à mesure de l’évolution des protocoles de communications et des terminaux (téléphones, assistants personnels, ordinateurs portables…), les systèmes électroniques ont du être conçus selon une architecture unique. Cette architecture technologique s'est rapidement orientée vers un système configurable de chacun de ses blocs pour adapter son comportement aux spécifications des normes visées. Actuellement, les concepteurs se dirigent vers la recherche de solutions pour des architectures multistandards, c’est-à-dire des architectures fonctionnelles au moins pour deux standards à la fois. Ceci permet de réduire le coût et d’augmenter la flexibilité et l’utilité de ces terminaux [KLUG06], [VIDO05]. La Figure IV–1 décrit l’évolution des téléphones portables de 1985 à 2007. En vingt ans, un terminal mobile est passé d’un simple téléphone à un ordinateur de poche combiné à un téléphone, un appareil photo ou encore une caméra. Inversement, ces terminaux sont de plus en plus petits.
Figure IV–1 : Description de l’évolution des terminaux mobiles.
D’un autre coté, l’évolution des performances des cartes numériques rapides et mixtes pose des problèmes de rupture technologique : en 10 ans la fréquence d’horloge des cartes a été multipliée par dix, la densité des points connectés par cinq. S’ajoutent, pour des raisons de performance et d’intégration, une tendance à la mixité des fonctions analogiques et
problèmes d’intégrité du signal.
Les problèmes liés aux interférences radio sont apparus durant les années 30 avec le début des communications radio. Les premiers problèmes de Compatibilité Electromagnétique (CEM) sont donc apparus. Le comité international spécial des perturbations radioélectriques (CISPR) a été crée en 1933 afin de développer des techniques de mesure des interférences. Aujourd’hui, les systèmes électroniques sont soumis à d’importantes perturbations électromagnétiques. La grande quantité de ces perturbations est le résultat de différents facteurs. Parmi ces facteurs, on peut citer la grande densité d’intégration dans les systèmes électroniques avec de plus en plus de composants sur un même circuit : System In Package (SIP) ou System On Chip(SOC). L’augmentation des performances des circuits, avec des fréquences de travail de plus en plus élevées et des tensions d’alimentation de plus en plus basses, est également un autre contributeur.
La sensibilité aux perturbations électromagnétiques des circuits électroniques étant de plus en plus grande, des normes visant à limiter les émissions électromagnétiques des appareils ont été imposées aux Etats-Unis en 1979. La CEM se place donc dans ce cadre, elle vise à réduire l’émission et augmenter l’immunité de tout produit. De plus, de hauts niveaux de fiabilité sont requis afin de répondre à des profils de missions de plus en plus sévères combinés à des temps de production de plus en plus faibles. La CEM doit donc aussi prendre sa place au moment de la conception des circuits afin d’améliorer leur fiabilité, réduire les coûts et augmenter leur durée de vie.
L’enjeu du marché est à la réduction des coûts et des cycles de développement, avec l’assurance d’une qualité totale par rapport aux exigences des cahiers des charges. Les industriels ne peuvent plus se permettre d’éventuelles reprises de conception. Il faut en plus éviter des surprotections ou des surdimensionnements des équipements. La prise compte des problèmes liés aux interférences entre les systèmes devient donc nécessaire et ce, à tous les niveaux de la conception des cartes numériques rapides et mixtes.
Les travaux de recherche engagés dans cette thèse visent à simplifier l’identification et la caractérisation des interférences électromagnétiques entre systèmes électroniques. Ce manuscrit se décline en quatre chapitres.
Dans le premier chapitre, nous rappelons quelques définitions relatives à la CEM, aux sources de perturbations et aux couplages. Nous exposons ensuite un état de l'art des principaux standards de modélisation des circuits électroniques existants ainsi que les différentes méthodes de caractérisation de l’émission et de la susceptibilité des composants.
Dans le deuxième chapitre, nous décrivons le banc de mesure utilisé pour des caractérisations en champ proche d’émission et d’immunité de composant. Ensuite nous proposons une nouvelle architecture de sonde d’immunité champ proche. Enfin, nous présentons une technique permettant de calibrer les sondes champ proche pour l’immunité.
Le troisième chapitre est consacré à la méthodologie de l’émulation de l’émission rayonnée en champ proche d’un circuit intégré. Cette technique consiste en la fabrication d’une sonde dont l’émission rayonnée en champ proche est identique à celle du circuit intégré émulé.
Enfin le quatrième chapitre présente une application de l’émulation de l’émission d’un circuit intégré. La méthode est appliquée dans un premier temps sur un transistor en commutation. Elle est ensuite mise en œuvre sur un amplificateur de puissance RF pour une étude des problèmes d’interférences à l’intérieur d’une plateforme téléphonique.
Chapitre I : La compatibilité électromagnétique
et le champ proche
Dans ce chapitre, on situe le cadre de notre étude dans le domaine de la Compatibilité électromagnétique (CEM). La première partie présente une introduction à la CEM. Dans la deuxième partie, nous nous intéressons à l’origine des émissions parasites et à leur impact sur les circuits intégrés. Dans la troisième partie, nous développons l’émission, l’immunité et le couplage électromagnétique en champ proche. Dans la dernière partie, nous décrivons les méthodes de modélisation de l’émission et de l’immunité des circuits intégrés.
I.1. Introduction à la CEM
Dans un premier temps, nous allons positionner le cadre de ces travaux. Nous présentons d’abord le contexte et la problématique liés à notre étude. Ensuite, nous discutons de l’approche de la compatibilité électromagnétique dans les systèmes embarqués.
I.1.1. Contexte et problématique
Une perturbation électromagnétique peut être définie comme un phénomène électromagnétique susceptible de créer des troubles de fonctionnement d'un dispositif, d'un appareil, ou d'un système électrique ou électronique. En outre, elle peut également affecter défavorablement la matière vivante ou inerte. L’exemple le plus courant est le four micro-onde, où la perturbation est volontaire. Une perturbation électromagnétique peut être provoquée par un bruit, un signal non désiré ou une modification du milieu de propagation lui-même.
La plupart des équipements électriques et électroniques génèrent des champs électromagnétiques perceptibles dans leur environnement. L'ensemble de ces champs crée une véritable pollution qui perturbe parfois le fonctionnement d'autres équipements. Ainsi, par exemple, il n’est pas autorisé d'utiliser un téléphone portable dans un avion car il émet un champ électromagnétique de forte puissance. Ce champ peut être une source de perturbation pour les systèmes radioélectriques d'aide au pilotage.
La compatibilité électromagnétique, désigne :
• les techniques permettant d'obtenir la compatibilité électronique d'un appareil ou d'une installation avec son environnement (règles de conception et de fabrication) ;
• les techniques permettant de vérifier cette compatibilité (simulation numérique, essais normalisés ou non).
I.1.1.1. Émission et susceptibilité
La compatibilité doit être assurée dans sa globalité. Nous devons donc définir deux types de phénomènes :
• Les émissions parasites ou perturbations désignent les signaux (volontaires ou non) dont la propagation est de nature à nuire au bon fonctionnement d’un appareil ou à la santé des êtres vivants situés au voisinage. Ces émissions parasites sont directement liées à l'activité des éléments électriques et/ou électroniques.
• La susceptibilité désigne un comportement d'un appareil ou d’un être vivant, en réponse à une contrainte externe, jugée incompatible avec une utilisation normale. Cette contrainte peut être volontaire ou non, naturelle ou artificielle. Lorsque la susceptibilité d’un circuit intégré est faible, cela signifie que son immunité est forte.
I.1.1.2. Le schéma CEM « source/chemin de couplage/victime »
Le schéma « source/chemin de couplage/victime » est le schéma couramment utilisé en compatibilité électromagnétique. Il exprime le fait qu’une perturbation est considérée si elle est nuisible pour une victime et s’il existe un chemin de couplage par lequel cette perturbation peut passer de la source à la victime.
Qu'il s'agisse d'émission parasite ou de susceptibilité, ce schéma (Figure I–1) n’est applicable que s'il y a simultanément :
• une « source » de perturbation, à l’origine du signal parasite ;
• une « victime » de la perturbation, vulnérable à ce signal parasite ;
• et un chemin de couplage entre la source et la victime de la perturbation.
Chemin de couplage
Source Victime
Figure I–1 : Illustration du schéma source/chemin de couplage/victime.
Si un de ces trois éléments est manquant, on considère qu’il n’existe aucun problème de compatibilité électromagnétique. La configuration du schéma « source, chemin de couplage et victime » dépend de l'échelle à laquelle on le regarde.
Pour assurer une bonne compatibilité entre les équipements, différents niveaux [ZAK01] et différentes marges ont été définis :
• niveau d'émission : C'est le niveau maximal de perturbation que doit émettre un matériel.
• Le niveau d’immunité : Il s'agit du niveau à partir duquel il y a dysfonctionnement d'un matériel ou d'un système.
• Le niveau de compatibilité : C'est le niveau maximal de perturbation auquel on peut s'attendre dans un environnement donné.
Niveau d’immunité Niveau de compatibilité Niveau d’émission Marge d’immunité Marge d’émission
Figure I–2 : Définition des marges d’émission et d’immunité en CEM.
La Figure I–2 illustre la définition des marges de sécurité en compatibilité électromagnétique. Le niveau d’émission de la source doit être inférieur au niveau de compatibilité. L’écart entre le niveau d’émission et le niveau de compatibilité défini la marge d’émission. Pour assurer une bonne compatibilité, le niveau d’immunité de la victime doit être supérieur au niveau de compatibilité. La différence entre le niveau d’immunité et le niveau de compatibilité donne la marge d’immunité.
I.1.1.3. La source de perturbation
Une source de perturbation est l’élément à l’origine de n’importe quelle forme de signal non désiré. Un système perturbateur contient un élément à l’origine de cette perturbation. Cet élément peut lui aussi être considéré comme contenant un ou plusieurs élément(s) encore plus petit(s) à l’origine de cette perturbation. Ainsi, une source peut être décomposée en une autre source et un couplage : par exemple, l'émission d'un microcontrôleur est le résultat de la commutation de cellules logiques. Les métallisations de la puce ainsi que les pistes du boîtier ou du circuit imprimé servent d'antenne pour transformer les transitoires de courant dans chaque cellule individuelle en un champ électromagnétique.
I.1.1.4. La victime de la perturbation
Une victime peut aussi être décomposée en sous éléments. Cependant, son critère de susceptibilité varie également selon qu'on observe le circuit intégré ou le système global. Par exemple, pour un même récepteur téléphonique, on pourra se focaliser sur :
• la qualité du signal analogique, c’est un critère qui n’implique que l’antenne et les composants analogiques qui lui sont associés.
• la qualité du signal reçu par l’ensemble du système, cette condition est liée à l’antenne et aux autres composants de la chaîne de réception.
• la récupération de l’information transmise, cette condition peut être liée à l’ensemble de la réception. Mais elle peut aussi concerner uniquement la conversion analogique numérique ou encore le traitement numérique de l’information.
Afin de caractériser le comportement d'un appareil indépendamment des autres, les couplages sont nécessairement décomposés en deux sous couplage : source/environnement et environnement/victime, c'est pour cela que les normes font appel à différents type d'environnements : résidentiel et commercial léger ou industriel dans la plupart des cas.
I.1.2. Approche de la CEM dans les systèmes embarqués
Un système embarqué peut être défini comme un système électronique et/ou informatique autonome. Ses ressources disponibles sont généralement limitées. Cette limitation est souvent liée à sa taille limitée. Les systèmes embarqués font très souvent appel à l'informatique, et notamment aux systèmes temps réel.
Un système embarqué exécute des tâches prédéfinies et doit répondre à un cahier des charges contraignant. Ces tâches peuvent être d'ordre :
• de coût. Le prix de revient doit être le plus faible possible surtout s'il est produit en grande série.
• d'espace compté, ayant un espace mémoire limité de l'ordre de quelques Go maximum. Il convient de concevoir des systèmes embarqués qui répondent au besoin le plus juste pour éviter un surcoût.
• de puissance de calcul. Il convient d'avoir la puissance de calcul juste nécessaire pour répondre aux besoins et aux contraintes temporelles de la tâche prédéfinie. Ceci a pour objectif d'éviter un surcoût de l'appareil et de réduire sa consommation d'énergie.
• de consommation énergétique la plus faible possible, due à l'utilisation de batteries et/ou de panneaux solaires voire de pile à combustible pour certains prototypes.
• temporel, c'est-à-dire que les temps d'exécution et l'échéance temporelle d’une tâche sont déterminés à l'avance (les délais sont connus ou bornés a priori). Cette dernière contrainte fait que généralement de tels systèmes ont des propriétés temps réel.
• de sécurité et de sûreté de fonctionnement. Car s'il arrive que certains de ces systèmes embarqués subissent une défaillance, ils peuvent mettre des vies humaines en danger, ou bien encore mettre en périls des investissements importants. Ils sont alors dits « critiques » et ne doivent jamais faillir. Par « jamais faillir », il faut comprendre toujours donner des résultats justes, pertinents et ce dans les délais attendus par les utilisateurs (machines et/ou humains) desdits résultats.
Automobile Téléphone
portable Avion
Figure I–3 : Exemple de systèmes embarqués.
Les systèmes embarqués sont la plupart du temps dans des machines qui doivent fonctionner en continu pendant de nombreuses années, sans erreurs et, dans certains cas, réparer eux même les erreurs quand elles arrivent. Les contraintes augmentent en fonction de l’importance des tâches à accomplir. En effet, les contraintes pour un avion ne sont pas les mêmes que pour un téléphone portable. Dans un avion, la sécurité des passagers ne doit jamais être menacée, elle a une priorité maximale. C'est pourquoi les équipements embarqués dans un train, un avion ou encore une automobile sont développés et testés avec plus d'attention que ceux d’un ordinateur ou d’un téléphone portable par exemple. C’est ainsi qu’entre en jeu la notion de fiabilité. La fiabilité doit être assurée aussi bien au niveau logiciel que matériel. Au niveau matériel, un des aspects qui doit être bien maîtrisé est le problème de compatibilité entre tous les éléments constituant le système et entre chacun des éléments du système et le milieu environnant.
Du point de vu de la CEM, un bon système embarqué ne doit pas déranger ces voisins et doit être capable de supporter du bruit de leur part, ou plus généralement de l'environnement. Un système embarqué est la plupart du temps mobile. De ce fait, il peut subir des agressions de plusieurs natures. Contrairement à un système fixe, on ne peut pas privilégier un type d’agression plus qu’un autre. Les bruits électromagnétiques et radioélectriques sont le résultat de tous les courants électriques induisant une multitude de champs et signaux parasites.
Nous nous intéressons en particulier aux problèmes de compatibilité électromagnétique des circuits intégrés. On s’intéresse à leur émission, à leur immunité et au couplage qui peut exister entre deux circuits intégrés. Dans un système embarqué, l’émission d’un circuit intégré ne doit pas être une source de perturbation ou de pollution pour un autre circuit intégré. Réciproquement, tout circuit intégré d’un système embarqué doit être capable de fonctionner correctement quelque soit l’émission des autres circuits. En somme, notre étude se rapporte à la compatibilité électromagnétique à l’intérieur d’un système embarqué. Il ne s’intéresse pas aux problèmes de compatibilité entre deux systèmes différents.
I.2. Origines
et
conséquences
des
perturbations
électromagnétiques
Les sources de perturbations combinées aux victimes de ces perturbations sont essentielles en compatibilité électromagnétique. En effet, une perturbation électromagnétique (EM) est générée en un endroit. Ensuite elle emprunte un chemin pour arriver à la victime. Enfin, la victime réagit ou non à cette perturbation. C’est la raison pour laquelle ont s’intéresse à l’origine des perturbations EM et leur effet sur les CIs. Cette partie se divise en deux sous parties. Dans un premier temps, elle présente les principales sources de perturbations. Dans un second temps, elle décrit l’effet de ces perturbations sur les circuits intégrés.
I.2.1. Les principales sources de perturbations électromagnétiques
Plusieurs perturbations sont d’origine naturelle (foudre, activité solaire, etc.). Cependant, la majorité des perturbations est liée à l'activité humaine et résulte du fonctionnement des équipements construits [DUFF88]. Il existe plusieurs types de perturbations électromagnétiques, elles peuvent être permanentes ou transitoires. Une perturbation permanente existe tant que la source est en fonctionnement tandis qu’une perturbation transitoire est brève et peut présenter un caractère aléatoire. Dans cette partie, nous décrivons les principales sources de perturbations électromagnétiques.
I.2.1.1. Les décharges électrostatiques
La décharge électrostatique (DES) est un soudain et momentané passage de courant électrique entre deux objets possédant des potentiels électriques différents. Le terme est souvent utilisé en électronique et dans les autres industries lorsqu'on veut décrire des courants fugaces non-désirés pouvant endommager l'équipement électronique.
Il s'agit d'une source parasite naturelle, probablement la plus répandue. Si l'objet sur lequel il y a la décharge est fragile, les conséquences peuvent être irréversibles.
L’une des causes des DES est l’électricité statique. L’électricité statique est générée par la mise en contact de deux matériaux. Par exemple, marcher sur une moquette ou peigner des cheveux secs avec un peigne en plastique. La Figure I–4 montre le schéma équivalent du corps humain lors d’une décharge électrostatique.
1 kΩ
200 pF 10 kV
Figure I–4 : Schéma équivalent typique du corps humain pour une DES.
Le corps humain se modélise essentiellement par trois paramètres : sa capacité par rapport au plan de masse, sa tension de charge avant la DES et sa résistance. Pour une décharge électrostatique typique, ces paramètres sont estimés à : 200 pF, 10 kV et 1 kΩ [CHAR05]. La Figure I–5 donne l’allure du courant typique d’une décharge électrostatique.
Temps Courant (A)
10
5
1 ns 200 ns
Figure I–5 : Allure typique du courant d’une DES [IEC6108a].
Son temps de montée est de l’ordre de 1 ns et atteint un pic de 10 A. La conséquence d’une telle décharge peut avoir d’énormes conséquences sur un équipement électronique qui y est soumis. Une DES peut conduire à la destruction d’un composant comme par exemple des entrées sorties d’un circuit intégré insuffisamment protégé.
I.2.1.2. Les communications hertziennes
Nous sommes entourés de nombreux émetteurs radioélectriques. Leur puissance moyenne d’émission est comprise entre quelques milliwatts et plusieurs mégawatts. Le champ électrique qu’elle engendre peut excéder 1 V/m localement.
Les communications hertziennes sont une source importante de parasites électromagnétiques. La plupart des systèmes communicants sans fil émettent et reçoivent des informations par voie hertzienne. Les bandes de fréquence mises en jeu sont aussi variées que les applications qui en font usage aujourd’hui. Exemple radar, téléphonie mobile, satellite, WiFi, WiMax, … Tous ces réseaux travaillent dans des bandes de fréquences très variées, allant de quelques centaines de mégahertz à plusieurs dizaines de gigahertz. La Figure I–6 montre quelques équipements de réseau de communications hertziennes.
antenne satellite antennes wifi antennes GSM téléphone mobile antenne radar
Figure I–6 : Exemple d’équipement de communication hertzienne.
Même si la plupart de ces réseaux sont volontaires et contrôlés, ils sont potentiellement des sources de perturbation.
I.2.1.3. Les composants électroniques
Les composants électroniques sont également des sources de perturbations électromagnétiques. Bien que leur niveau d’émission ne soit pas comparable à celui des sources précédemment énumérées, leur proximité avec d’autres composants en fait des
sources de parasites non négligeables. De plus, leur activité interne est toujours plus grande et les fréquences mises en jeu sont toujours plus hautes. Parmi les circuits intégrés, on peut citer en particulier les circuits numériques. Le type et les niveaux d’émission des circuits intégrés dépendent de leur activité interne et de la fonction qu’ils réalisent. Le niveau d’émission d’un circuit est étroitement lié aux pentes de tension dU/dt et aux pentes de courant dI/dt.
I.2.1.4. Autres sources de perturbations électromagnétiques
Il existe d’autres sources de perturbations électromagnétiques. Parmi elles, nous pouvons citer les charges inductives, la foudre ou encore l’impulsion électromagnétique d'origine nucléaire.
I.2.1.4.1 Les charges inductives
Les charges inductives sont nombreuses : relais, contacteurs, bobines, électrovannes, moteurs, transformateur, etc. Lorsqu’une telle charge est alimentée, de l’énergie magnétique est stockée dans la bobine. A l’ouverture du circuit, une surtension apparaît aux bornes de la bobine. Cela entraîne un rayonnement important du champ qui peut se coupler à d’autre équipement se trouvant au voisinage.
I.2.1.4.2 La foudre
La foudre est un phénomène naturel de décharge électrostatique disruptive. Elle se produit lorsque de l'électricité statique s'accumule entre des nuages et la terre. C’est une perturbation transitoire [DEGA90]. La différence de potentiel électrique entre les deux points peut aller jusqu'à 100 millions de volts et produit un plasma lors de la décharge, causant une expansion explosive de l'air par dégagement de chaleur. Elle est assimilable à un générateur de courant parfait pouvant atteindre plusieurs centaines de kilo ampères. Son temps de montée est de l’ordre 1 µs. Les fréquences résultantes sont inférieures au mégahertz.
I.2.1.4.3 L’impulsion électromagnétique d'origine nucléaire (IEMN)
L'impulsion électromagnétique d’origine nucléaire (IEMN) est l'un des effets des explosions nucléaires. C’est une impulsion de très forte amplitude et de courte durée. Son temps de montée est de quelques nanosecondes et elle peut atteindre une amplitude maximale de 50 kV/m pendant une durée inférieure à une microseconde. Elle contient des fréquences allant de 100 kHz à 10 MHz. Avec les niveaux de champ qu’elles produisent, les IEMN sont capables de brouiller des signaux ou endommager des systèmes électroniques et informatiques.
Dans la suite du chapitre, nous nous intéressons en particulier à l’émission des circuits intégrés.
I.2.2. Conséquences d’une perturbation sur un circuit intégré
L’effet d’une perturbation EM sur un circuit intégré dépend de sa nature et de sont amplitude. Des perturbations telles que la foudre ou l’IEMN conduisent le plus souvent à la destruction des équipements. D’autres perturbations peuvent simplement modifiées le comportement du composant. Ce document se rapporte plus à ce type de perturbation. Dans tous les cas, une perturbation emprunte chemin de couplage pour atteindre un composant. D’un mode de couplage à un autre, les effets d’une même perturbation sur un composant sont identiques. Dans cette partie, on décrit d’abord les différents modes de couplage et de propagation d’une perturbation, puis l’effet de cette dernière sur un circuit intégré.
I.2.2.1. Les différents modes de couplage
On appelle couplage le processus par lequel l'énergie du perturbateur atteint la victime. Chaque fois que l'on parle de courant, de tension ou de champ, on n'oubliera pas qu'il s'agit de grandeurs électriques variables dans le temps. Le schéma de la Figure I–7 illustre les modes de couplage couramment rencontrés : le couplage rayonné et le couplage conduit.
Appareil 1 Source de la perturbation Couplage conduit Couplage rayonné Victime de la perturbation Appareil 2
Figure I–7 : Illustration des modes de couplage entre deux appareils.
Une perturbation issue d’un appareil 1, considéré comme source de perturbation arrive à un appareil 2, considéré comme la victime de la perturbation en utilisant un mode conduit ou un mode rayonné. La résolution des équations de Maxwell [BERT84] est nécessaire afin de caractériser le couplage par rayonnement. Nous décrivons dans la suite les principaux modes de couplage d’une perturbation électromagnétique.
I.2.2.1.1 Les modes de couplage conduit
• le couplage par impédance commune
C’est un couplage de type conduit. Dans un couplage par impédance commune, le dispositif perturbateur possède une impédance commune avec la victime. Aux bornes de cette impédance commune se trouve une tension générée par le courant passant dans le perturbateur. La victime subie cette tension parasite car elle est aussi connectée à cette impédance. Exemple : deux appareils sont branchés sur le réseau 230V : le perturbateur qui génère des tensions parasites sur la tension du réseau ; une victime qui utilise la même tension du réseau récupère aussi les tensions parasites.
Dispositif victime Dispositif perturbateur Impédance commune
Figure I–8 : Principe du couplage par impédance commune.
La Figure I–9 illustre le principe du couplage par impédance commune entre deux dispositifs électriques, l’une étant la source de perturbation et l’autre la victime.
• le couplage capacitif
C’est un couplage de type conduit. Dans le cas d’un couplage capacitif, il existe sur le perturbateur une tension susceptible de produire des perturbations. Il existe aussi une capacité
entre ce conducteur source et un autre, qui est la victime. Par cette capacité, de l'énergie électrique perturbatrice atteint la victime. On rencontre ce type de couplage dans le phénomène de diaphonie capacitive. Un conducteur appartenant au circuit perturbateur se trouve dans le même câble qu'un conducteur appartenant au circuit victime. Ces deux conducteurs étant proches, il existe une capacité entre eux, responsable du couplage. Le couplage est d'autant plus élevé que l'impédance du circuit victime est grande, du fait du pont diviseur de tension constitué de la capacité et de l'impédance de la victime.
Capacité de couplage
Conducteur source
Conducteur victime
Courant parasite
Figure I–9 : Principe du couplage capacitif.
La Figure I–9 illustre le principe du couplage capacitif entre deux conducteurs électriques. Une capacité de couplage parasite existe entre les deux conducteurs. La perturbation générée par l’un est transmise à l’autre par cette capacité.
• Le couplage inductif
C’est un couplage de type conduit. Dans le cas du couplage inductif, il existe dans le circuit perturbateur un courant susceptible de produire des perturbations. À proximité de ce circuit se trouve un circuit victime. Le courant du conducteur du circuit perturbateur produit autour de lui un champ magnétique. Ce champ magnétique induit un courant parasite dans le circuit victime. On rencontre ce type de couplage dans le phénomène de diaphonie inductive. Le conducteur du circuit perturbateur se trouve dans le même câble que le conducteur du circuit victime, et induit dans ce dernier une tension parasite [BAZZ04]. Plus l'impédance du circuit victime est faible, plus cette tension induit une énergie perturbatrice importante.
Mutuelle inductance Circuit source Circuit victime surface de boucle : A I Iind
Figure I–10 : Principe du couplage inductif.
La Figure I–10 illustre le principe du couplage inductif entre deux circuits électriques. La perturbation passe de l’un à l’autre par une mutuelle inductance.
I.2.2.1.2 Les modes de couplage rayonné
• Le couplage par champ électrique
C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Le couplage par champ électrique est aussi appelé couplage champ à fil. C'est un champ électrique incident qui va produire une perturbation sur une victime. Remarquons qu’il est de même nature que le couplage capacitif, puisque la capacité de couplage amène des lignes de champ sur la victime. La différence ici, c'est que le perturbateur est plus éloigné. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on identifie le champ électrique qui en est issu. Par exemple, le champ électrique impulsionnel issu d'une bougie d'allumage de moteur atteint l'antenne d'un récepteur autoradio.
• Le couplage par champ magnétique
C’est un couplage de type rayonné en champ proche. Il est aussi appelé couplage champ à boucle. Le champ magnétique issu du perturbateur traverse le circuit victime et induit dans celui-ci une tension parasite. Remarquons là aussi que ce couplage est de même nature que le couplage inductif. Au lieu d'identifier le perturbateur lui-même, on identifie le champ magnétique qu'il a généré comme étant la perturbation. On rencontre ce type de couplage lors d'un coup de foudre à proximité de la victime. La tension induite dans la boucle est donc importante du fait de la variation importante de l'intensité du courant, mais aussi de la rapidité de la montée de ce courant.
• Le couplage par champ électromagnétique
C’est un couplage de type rayonné en champ lointain. Souvent, un perturbateur émet à la fois du champ électrique et du champ magnétique. C'est l'ensemble de ces deux champs qui atteint la victime. Cependant, même si un perturbateur n'émet au départ qu'un champ électrique, les équations de Maxwell montrent qu'à une certaine distance de cette source, un champ magnétique apparaîtra aussi, pour former une onde plane électromagnétique. Il en est de même si le perturbateur n'émet au départ qu'un champ magnétique. A hautes fréquences, c’est le mode de couplage le lus courant.
Couplage champ à boucle Couplage champ à fil
Figure I–11 : Principe du couplage par champ électromagnétique.
La Figure I–11 illustre le principe du couplage par champ électromagnétique, dans un cas sur une boucle et dans l’autre sur un fil.
I.2.2.2. Mode de propagation de la perturbation
Lorsqu’une perturbation atteint un équipement, elle peut se propager suivant trois modes : le mode différentiel, le mode commun ou le mode antenne. Cette partie définit ces différents modes de propagation d’une perturbation électromagnétique.
