Signal analogique

Un signal PWM, permettant l’activation du pixel pour une durée donnée, suivi d’une extinction du pixel jusqu’à la fin de la trame, peut être construit à partir de signaux analogiques. Comme illustré en figure 6.14 (b), réaliser la comparaison d’un signal en forme de rampe à une tension de référence permet la génération d’un signal de type PWM dont le rapport cyclique dépend linéairement de la tension de référence utilisée. Ce principe de génération est couramment utilisé dans des solutions d’alimentations à découpage par exemple [74]. L’emploi d’un tel circuit permet de contrôler l’illumination de chaque pixel grâce à la distribution d’une tension

de référence Vl umen début de trame, et une rampe de tension commune à un ensemble de

pixels permettant la génération du signal PWM. La figure 6.14 (a) décrit la structure générale d’un circuit pixel utilisant ce mode de génération du signal PWM.

L’encombrement d’un comparateur analogique basé sur un amplificateur différentiel rend cependant difficilement envisageable son implémentation au niveau de chaque pixel de la matrice. Bien que des solutions en apparence plus compactes telles que celle présentée en figure 6.15 soient envisageables, l’obtention d’un circuit pixel d’une surface plus faible n’est

FIGURE6.14 – Pixel à PWM analogique, architecture générale (a),chronogramme de génération PWM (b)

pas garantie. Dans une telle solution un inverseur est utilisé comme comparateur. Durant la phase de programmation, l’entrée et la sortie de l’inverseur sont reliées pour faire apparaitre

sa tension Vseui l, à partir de laquelle la sortie change d’état. Un condensateur placé entre la

tension de référence Vl umet le comparateur mémorise une tension Vseui l - Vl um. La rampe

de tension est ensuite appliquée sur une armature de ce condensateur, tandis que l’autre est reliée à l’entrée de l’inverseur qui n’est plus court-circuité. Le potentiel présent à l’entrée de

l’inverseur est alors égal à Vr ampe + (Vseui l - Vl um), avec Vr ampe le potentiel de la rampe à

l’instant considéré. L’état du signal PWM, généré par l’inverseur, évolue alors quand Vr ampe

+ (Vseui l - Vl um) = Vseui l soit Vr ampe= Vl um. Un mécanisme non représenté sur la figure 6.15 est nécessaire pour forcer le signal PWM à un état haut durant la mémorisation de la tension de référence, afin de forcer l’extinction de la LED. De plus le courant électrique important consommé par l’inverseur durant la phase de programmation doit être convenablement géré, pour éviter une chute de la tension d’alimentation importante au voisinage des pixels en cours de programmation.

FIGURE6.15 – Implémentation d’un générateur PWM sans amplificateur différentiel

Afin que la tension présente à l’entrée de l’inverseur durant la phase d’allumage du pixel ne

dépasse pas les tensions d’alimentation, l’excursion du signal de rampe sera limitée à^VDD

En supposant que la donnée à afficher est codée sur 8bits, et qu’une correction gamma est

mise en place avecγ = 2,2, l’écart entre les deux niveaux de luminance les plus proches est

définit par l’équation 6.5. La relation entre la luminance obtenue et le rapport cyclique du signal PWM étant linéaire, en supposant l’emploi d’un signal rampe linéaire, l’écart entre les

potentiels Vl umcorrespondant aux niveaux lumineux les plus proches est défini par l’équation

6.6. Ce qui dans le cas d’une tension d’alimentation de 1,5 V, soit une dynamique de V_{l um}de

0,75 V, correspond à un écart d’environ 3,8µV.

∆l um= ( ¹

2N)^γ× Lmax (6.5)

∆l um: Écart entre les niveaux de luminance les plus proches

N : Nombre de bits utilisés pour encoder le signal γ : Facteur de correction gamma

Lmax: Luinance maximum du système

∆Vl um= ( ¹

2N)^γ× DV_{l um} (6.6)

∆V_{l um}: Écart entre les tensions de commande correspondan aux niveaux lumneux les plus proches

N : Nombre de bits utilisés pour encoder le signal γ : Facteur de correction gamma

DV_{l um}: Dynamique de tension de commande permettant de passer de l’extincion à la luminance maximum du pixel

De même si l’on considère l’affichage linéaire (sans correction gamma) d’une donnée codée

sur 10 bits, la différence entre deux codes correspond à₂¹10 fois la dynamique du signal, soit

environ 700µV dans le cas d’un signal de dynamique 0,75 V.

Afin d’exploiter un signal d’une telle résolution, le comparateur utilisé doit présenter une précision similaire quant à son offset de comparaison. Dans le cas du comparateur présenté en Figure 6.15, il devient nécessaire d’assurer une grande stabilité de la tension d’alimentation de

l’inverseur. En effet si la tension de basculement de l’inverseur est définie comme V_{seui l} =^VDD

2 ,

assurer une variation de la tension de basculement∆Vseui l inférieure à 700µV implique de

limiter la variation de la tension d’alimentation∆VDDà 1,4 mV. Pour une ligne d’alimentation

fournissant VDD à 1000 pixels, avec une résistivité de 0,5Ω/pixel, assurer ∆VDD ≤ 1,4 mV

implique de limiter la variation du courant consommé par chaque pixel à 5,6 nA. Une telle stabilité apparait difficilement envisageable avec le circuit proposé, notamment en raison des pics de consommations engendrés par le basculement d’un inverseur.

Indépendamment de la structure employée pour réaliser le comparateur, et en admettant que cette dernière permet d’atteindre un encombrement acceptable, l’emploi d’un condensa-teur de mémorisation de la tension de référence reste nécessaire. Contrairement à l’échan-tillonnage réalisé pour la programmation de la source de courant, une tension de plusieurs centaines de mV est attendue aux bornes des transistors d’échantillonnage. La figure 6.16 (a)

illustre la configuration utilisée pour estimer les fuites au niveau d’un tel transistor. La figure 6.16 (b) présente le courant au niveau de la source du transistor pour V1 et V2 variant de 0,25 V à 1,25 V, simulant l’échantillonnage d’un signal de dynamique 1 V centré sur 0,75 V. Les fuites peuvent atteindre une valeur de 4 fA. En supposant un signal défini sur 10 bits, avec une dynamique de tension de 1 V. Le maintien de la tension de référence à plus ou moins 1 LSB (soit environ 1 mV) de sa valeur initiale durant la totalité d’une trame nécessite l’emploi d’un condensateur d’une valeur minimum de 66,8 fF. La mémorisation sous forme analogique de la consigne de luminance, afin de générer un signal PWM au sein du pixel, n’est pas adaptée à l’obtention d’un pas pixel très réduit.

FIGURE6.16 – Courant de fuite pour un transistor GO2 échantillonnant un signal avec une dynamique de 1 V