LOCAL GEOLOGICAL SETTING 1. Basal beds (K1) and coal measures (K2)

O processo de detecção de erros analisa os bits redundantes inseridos no sinal original, permitindo assim a identificação e correção de erros induzidos pelo canal durante a transmissão. Ele engloba a concatenação de um decodificador Viterbi e um decodificador Reed-Solomon [1].

A Figura 6.21 ilustra os blocos funcionais que compõem o Processo de Detecção de Erros, com o correspondente diagrama SDL ilustrado na Figura 6-A.18.

6.5.2.1 Decodificador Viterbi

Apesar de existirem diversos algoritmos para a decodificação de códigos convolucionais, o algoritmo de Viterbi [10] é o mais amplamente empregado, especialmente em aplicações sem fio. Ele é caracterizado como um algoritmo de máxima verossimilhança (maximum-likelihood), que provê a melhor estimativa possível da palavra de código transmitida [11].

A eficiência do algoritmo de Viterbi está relacionada à utilização da estrutura de códigos em treliça (trellis code). Outra vantagem é a sua complexidade, que não é uma função do número de símbolos que compõem a seqüência de palavras de código [12].

Basicamente, este algoritmo calcula a similaridade (ou distância) entre os sinais recebidos e todos os caminhos da estrutura de treliça referentes a um estado lógico, removendo os caminhos que não são aptos a caracterizar a escolha de máxima verossimilhança. Se mais de um caminho da estrutura de treliça convergir para um estado lógico, é mantido aquele que possuir a melhor métrica de distância, constituindo assim um caminho sobrevivente (surviving path) [11, 13].

Esse processo de eliminar os piores caminhos é realizado para todos os estados. As métricas referentes aos caminhos sobreviventes são acumuladas, e são utilizadas na determinação do caminho de máxima verossimilhança, ou seja, a melhor estimativa possível da palavra de código transmitida. A rejeição dos piores caminhos já no início do processo reduz a complexidade do algoritmo [11, 12].

Entretanto, a rejeição dos possíveis caminhos não começa efetivamente antes do terceiro passo da estrutura de treliça, momento este em que dois ramos convergem em um estado. Esse atraso introduzido no processo de decodificação é caracterizado pelo parâmetro de profundidade de rastreamento (trace back depth), que especifica a quantidade de símbolos necessária para o início do algoritmo. Para taxas de codificação de ½, um valor típico deste parâmetro é em torno de cinco vezes o valor da memória do codificador (constraint length) [12, 13].

Para a execução da função de decodificação convolucional pelo algoritmo de

Viterbi empregou-se neste estudo um bloco funcional específico do SIMULINK®,

como indicado no diagrama SDL do Apêndice 6-A - Figura 6-A.19.

Em função das diferentes taxas de codificação possíveis, efetuou-se o processo de puncionamento (puncturing) com os mesmos vetores (puncture vector) utilizados na codificação (Anexo B - item B-IV). Os polinômios geradores da estrutura de treliça e os parâmetros de memória também seguiram a mesma configuração do Codificador Convolucional.

De acordo com o apresentado no Capítulo 4 (item 4.2.2.3), o codificador convolucional possui o parâmetro de memória (constraint length) configurado com o valor 7. Assim, aplicando-se a regra de utilizar aproximadamente cinco vezes este valor para a definição do atraso introduzido no processo de decodificação, o parâmetro de profundidade de rastreamento foi configurado com o valor 34 no bloco funcional do decodificador Viterbi. Já o tipo de decisão selecionado foi o abrupto (hard-decision) [7], cuja especificação indica valores lógicos binários na entrada do decodificador.

De forma análoga ao ocorrido com o Codificador Convolucional, foi configurado o modo de operação truncado (truncated). Neste modo de operação, os frames sucessivos são tratados de forma independente, sendo que o parâmetro de profundidade de rastreamento inicia no estado com a melhor métrica e sempre termina quando todos os estados são nulos [13].

6.5.2.2 Decodificador Reed-Solomon

O último passo do processo de detecção de erros é o decodificador Reed-

Solomon. Ele executa as operações necessárias para decodificar o sinal e obter a

mensagem original.

Assim como nos demais blocos do receptor, o decodificador RS reverte as diferentes ações executadas pelo bloco correspondente no transmissor (Capítulo 4 - item 4.2.2.2). Desta forma, o decodificador RS perfaz a decodificação de um sinal de comprimento n em uma mensagem de comprimento k.

A Figura 6.22 ilustra o bloco funcional implementado nesta simulação para a realização do processo de decodificação Reed-Solomon, com o respectivo diagrama SDL indicado na Figura 6-A.20 (Apêndice 6-A). O subsistema formado por estes blocos executa um programa específico de inicialização para geração dos corpos finitos, apresentado no Anexo B (item B-III).

Inicialmente os dados recebidos (bytes de paridade e informação) são agrupados em símbolos RS compostos por GFL bits, formando um vetor cujo

comprimento é um número inteiro múltiplo de N.

Na entrada do bloco decodificador RS, os bytes de paridade a serem analisados devem estar alocados logo após os dados de entrada, fato este que leva à necessidade de uma reordenação desses bytes. Entretanto, como existe a possibilidade de um frame ser composto por mais de um símbolo OFDM, é preciso que esta reordenação seja realizada de forma individualizada. Assim, os símbolos RS e os bytes de paridade referentes a cada um dos símbolos OFDM devem separados e novamente agrupados após a sua reordenação.

Então, em seguida à efetiva decodificação e correção de eventuais erros presentes no sinal recebido, os n símbolos RS são desagrupados em blocos de recepção formados por n*GFL bits.

A Figura 6.23 mostra uma representação simplificada da decodificação Reed-

Solomon executada para o caso de RateID 1, com n = 32, k = 24 e T = 4. Neste

exemplo, os três primeiros byte a serem decodificados contém erros induzidos pelo canal de propagação, e através da ação do decodificador RS a informação original é corretamente recuperada.

6.5.2.3 Desagrupamento dos dados

De acordo com a exposição prévia no Capítulo 4, o comprimento dos blocos de recepção está diretamente relacionado com o esquema de modulação e a taxa total de codificação (Rcr), sendo especificado por Nspf.

Como o tamanho máximo dos blocos de recepção equivale à modulação correspondente às melhores condições do canal (64QAM), o desagrupamento desses blocos é realizado com base no maior valor de Nspf (864 bits, para um

símbolo OFDM), conforme apresentado no diagrama SDL presente no Apêndice 6-A - Figura 6-A.21.

Essa padronização do comprimento do bloco de recepção é necessária para possibilitar a efetiva ação do controle adaptativo sobre os esquemas de demodulação e decodificação especificados pelo padrão [1].

Portanto, a saída do módulo de recepção fornece Nspf bits de dados (menos

um byte nulo de preenchimento), acrescidos de tantos zeros quantos forem necessários para atingir o valor máximo de Nspf.

6.6 SUMÁRIO DO CAPÍTULO

Este capítulo descreveu as funções executadas pelo Modulo de Recepção, englobando a recepção OFDM, a demodulação dos dados, o cálculo da magnitude do vetor de erro e a decodificação das informações originalmente transmitidas.

Foram apresentados os diagramas em blocos referentes a todas as etapas do Módulo de Recepção implementado, bem como, a correspondente especificação dos blocos, processos e procedimentos na forma de diagramas SDL.

6.7 REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

[1] IEEE 802.16. IEEE Standard for Local and Metropolitan Area Networks – Part

16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems. [S.l.], IEEE Std.

802.16, 2004. Disponível em: <http://standards.ieee.org/getieee802/ download/802.16.2-2004.pdf>. Acesso em: 16 abr. 2008.

[2] ITU-T Z.100. Specification and Description Language (SDL). ITU-T Recommendation, International Telecommunication Union, 2007.Disponível em: <http://www.itu.int/rec/T-REC-Z.100-200711-I>. Acesso em: 03 fev. 2010

[3] RAPPAPORT, T. S. Wireless Communications: Principles and Practice. 2nd ed. Upper Saddle River: Prentice Hall, 2000. ISBN 0-13-042232-0.

[4] HAYKIN, S., MOHER, M. Modern Wireless Communications. Upper Saddle River: Prentice Hall, 2004. ISBN 0-13-124697-6.

[5] ALIM, O. A. et al. Channel Estimation and Equalization for Fixed/Mobile OFDM WiMAX System in Simulink. MOBILWARE '08: Proceedings of the 1st

international conference on MOBILe Wireless MiddleWARE, Operating Systems, and Applications, 2007. Disponível em: <http://portal.acm.org/ citation.cfm?id=1361540>. Acesso em: 07 maio 2008.

[6] ALTERA. Constellation Mapper and Demmaper for WiMAX. 2007. Altera Corporation Application Note. Disponível em: <http://www.altera.com/literature/an/ an439.pdf>. Acesso em: 11 fev. 2009.

[7] THE MATHWORKS INC. IEEE® 802.16-2004 OFDM PHY Link, Including

Space-Time Block Coding. 2007. The MathWorks product help.

[8] PATTERSON, D.; JOHNSSON, L. Meeting mobile WiMAX performance requirements. RF Design – Next Generation Wireless, 2007. Disponível em: <http://rfdesign.com/next_generation_wireless/broadband_technologies/702RFDF1.p df>. Acesso em: 18 jul. 2009.

[9] ANRITSU. Practical Tips on WiMAX Field Measurements. 2007. Anritsu Corporation Application Note. Disponível em: <http://www.anritsu.dk/files/11410- 00404.pdf>. Acesso em: 18 jul. 2009.

[10] VITERBI, A. J.; OMURA, J. K. Principles of Digital Communication and

Coding. New York: McGraw-Hill Book Company, 1979. ISBN 0070675163.

[11] HEISKALA, J.; TERRY, J. OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide. Indiana: Sams Publishing, 2001. ISBN 0-13-084788-7.

[12] Ng, M. C. et al. From WiFi to WiMAX: Techniques for High-Level IP Reuse across Different OFDM Protocols. Cambridge 2006. Massachusetts Institute of Technology. Disponível em: <http://csg.csail.mit.edu/pubs/ memos/Memo- 501/memo501.pdf>. Acesso em: 09 fev. 2009.

[13] THE MATHWORKS INC. Communications Blockset User’s Guide. 2009. The MathWorks home supported documentation. Disponível em: <http://www.mathworks. com/access/helpdesk/help/pdf_doc/commblks/usersguide.pdf>. Acesso em: 08 mar. 2009.