Impact sur le « BER »

À la réception, les performances en termes de « BER » seront compromises par l’effet de l’écrêtage du signal en émission. En outre, la non-linéarité de la fonction d’écrêtage

0 1 2 3 4 5 0.5 0.6 0.7 0.8 _{0.9 1.0} 1.1 1.2 1.3 1.4 _1.5 −34 −32 −30 −28 −26 −24 −22 −20 IBO [dB] ACPR fct CR et IBO (alpha=0.35)

CR ACPR [dB] −32 −30 −28 −26 −24 −22 ACPR = −26 dB Gain IBO =3 dB

F. IV.14. Variation de l’« ACPR » avec le « CR » et l’« IBO »

génère un bruit d’intermodulation dans la bande utile du signal OFDM qui va se répercuter lui aussi sur le « BER ». La figure IV.15 montre comment le « BER » varie en fonction du « CR » pour un écrêtage classique plus filtrage.

D’après ce résultat, le « BER » reste très mauvais pour des valeurs de « CR » réali-sant un niveau d’écrêtage suffisamment acceptable afin d’avoir une véritable réduction du « PAPR », c. à d. pour un « CR » entre 0.8 et 1.0.

IV.6 Conclusions

Dans notre étude nous visons à utiliser une méthode de réduction du « PAPR » qui se base sur le traitement du signal en question, qui garantisse la compatibilité descendante et qui soit en même temps simple à mettre en œuvre. D’après cette première analyse et en s’inspirant de la figure IV.1 présentée dans l’introduction à ce chapitre, nous concentrons notre attention sur la méthode dite d’écrêtage plus filtrage.

Les principaux problèmes d’une telle méthode restent la remontée des lobes secon-daires qui va impacter l’« ACPR » et la dégradation du signal en réception avec par

0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5 10⁻⁵ 10⁻⁴ 10⁻³ 10⁻² 10⁻¹

BER après Écrêtage vs CR

CR

BER

F. IV.15. « BER » en fonction du « CR »

conséquence une augmentation du « BER ». La réduction de l’« ACPR » étant garantie par le filtrage après écrêtage, la dégradation du « BER » reste ainsi le principal problème. Nous avons donc pensé de modifier la fonction d’écrêtage pour pouvoir l’inversée en réception. Ainsi nous avons choisi une fonction d’écrêtage inversible qui cachera en émission la non-linéarité du « PA » et en réception son inverse compensera une partie des distorsions introduites en émission avec une forte amélioration du « BER ». C’est le principe de l’écrêtage inversible qui sera présenté plus en détail dans le chapitre qui suit.

Chapitre V

Nouvelle Technique de Réduction du

« PAPR » : l’Écrêtage Inversible

V.1 Introduction

Dans le chapitre IV nous avons présenté quatre parmi les principales techniques de réduction du « PAPR ». Suite à cette étude générale, nous nous sommes intéressés à la méthode dite écrêtage (classique) plus filtrage, « clipping and filtering ». Cette méthode nous a parue la moins complexe à mettre en œuvre en respectant, donc, la principale des contraintes d’un système embarqué. En outre, à la différence d’autres méthodes comme le « selective mapping » ou le codage Reed-Muller, elle garantit une compatibilité descen-dante, c. à d. la réduction du « PAPR » se fait sans ajout d’information complémentaire à traiter à la réception.

Cette technique réduit les fluctuations de l’enveloppe du signal modulé à émettre en gardant sa dynamique en amplitude à la valeur envisagée. Malheureusement le spectre du signal ainsi écrêté présente une déformation de son allure suite aux produits d’intermo-dulation (IMn) générés par la saturation du signal. Ce phénomène est appelé remontée des lobes secondaires [§ III.5]. Un filtrage opportun après écrêtage réduit cette remontée spectrale en garantissant des valeurs acceptables de « ACPR ».

Le problème se pose en réception car une forte dégradation du « BER » se produit à cause de l’Interférence Entre Symboles (IES) non-linéaire et du bruit d’intermodula-tion générés dans la bande utile du signal toujours par la foncd’intermodula-tion non-linéaire d’écrêtage. Nous avons, donc, pensé qu’une compensation des effets de l’écrêtage était nécessaire pour franchir au moins un de ces inconvénients, l’IES non-linéaire. Le bruit d’intermo-dulation dû aux IMn, en représentant une des perspectives de ce travail, sera traité dans

une étude future. À la date actuelle, il existe des techniques itératives d’estimation et soustraction de ce bruit qui semblent être très prometteuses [CHEN2003].

Nous nous sommes alors inspirés d’une technique de compression/expansion connue sous le nom de « Dolby Noise Reduction » [LIM1987] qui sert à atténuer le bruit de fond apporté par les supports analogiques, bande magnétique et pellicule notamment. Comme les sons de fort volume sont peu affectés par le bruit, on utilise une courbe d’amplification non linéaire (compression) qui consiste à amplifier les sons de faible amplitude et à com-primer les sons de forte amplitude. Après la lecture du son, on corrige la non-linéarité par une expansion du son. Ainsi, on retrouve le timbre original et le bruit de fond se trouve très affaibli.

En outre, dans le domaine de l’automatique non-linéaire on utilise souvent des correc-teurs pour compenser les non-linéarités d’un système NL. Le principe de ces correccorrec-teurs repose sur l’inversion de la fonction non-linéaire du système (expansion) afin d’obtenir une caractéristique globale linéaire.

À partir de ces techniques, notre idée pour la compensation de l’IES non-linéaire dont on a parlé ci-dessus, se base sur l’inversion de la fonction d’écrêtage afin que cette technique de réduction du « PAPR » puisse garantir de très bonnes performances en termes de « BER ».

La fonction d’écrêtage classique n’étant pas inversible, nous en avons donc choisi une autre [§V.2.3] respectant les hypothèses d’inversion. Cette fonction à l’émission est appe-lée écrêtage « soft » tandis qu’à la réception nous retrouvons son inverse. La combinaison de l’écrêtage « soft » et de son inversion donne lieu à cette nouvelle méthode de réduction du « PAPR » que nous allons expliquer dans la suite et que nous appelleronsécrêtage

in-versible[RAG2006a]. Les résultats, confirmant l’amélioration des performances de cette

technique, seront ensuite présentés.