Comparaison entre « ACPR » Classique et « N_ACPR »

(III.85) L’équation (III.85), comme l’équation (III.79), permet de restreindre le choix parmi différents amplificateurs de puissance.

III.5.4 Comparaison entre « ACPR » Classique et « N_ACPR »

Après cette étude concernant l’« ACPR » classique et le « N_ACPR » nous allons comparer ces deux paramètres pour pouvoir mettre en évidence la différence entre ces deux caractéristiques du signal de sortie.

En figure III.20 l’« ACPR » et le « N_ACPR » ont étés tracés en fonction du nombreN

de sous-porteuses. Nous remarquons que pourN < 256 les deux courbes se superposent, ensuite elles s’écartent pour N qui croît. Ainsi, pour un nombre de sous-porteuses égal à 512, la valeur du « N_ACPR » est plus grande de 1 dB par rapport à celle de l’« ACPR » classique. Cet écart devient de 3 dB pour N =1000.

D’après ce résultat, nous arrivons à valider le principe du « N_ACPR ». Il prend en compte la réelle remontée spectrale des lobes secondaires causée par les produits d’inter-modulation dus à la non-linéarité du dispositif.

En outre, nous allons présenté ici un résultat numérique qui justifie une fois de plus cette nouvelle métrique. La mesure a été donc réalisée dans un contexte précis où nous avons mesuré le « N_ACPR » après amplification en utilisant un modèle polynomial pour le « PA ». Le tableau III.3 montre cette mesure avant et après amplification pour les deux différentes métriques.

La valeur du « N_ACPR », qui est plus grande que celle de l’« ACPR » classique, confirme alors la théorie sur le nouvel « ACPR » (« N_ACPR ») selon laquelle il est plus représentatif de la remontée des lobes secondaires.

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 −70 −60 −50 −40 −30 −20

−10 ACPR Classique vs N_ACPR

Nombre de Sous− porteuses

ACPR [dB]

N_ACPR ACPR Classique

F. III.20. Comparaison entre « ACPR » Classique et « N_ACPR »

Avant « PA » Après « PA »

« ACPR » « ACPR » « N_ACPR » -25.2 dB -22.6 dB -21.8 dB

T. III.3. Exemple de Mesure de l’« ACPR » et du « N_ACPR »

Cette étude a un intérêt pratique lorsque le nombre N de sous-porteuses devient suf-fisamment élevé. C’est alors le cas des systèmes de radio et vidéo diffusion comme le « DAB » [EBU2001] et le « DVB » [EBU2002] qui utilisent jusqu’à 1700 sous-porteuses.

III.6 Conclusions

Ce chapitre se compose de deux parties. Une première partie concerne les rappels théoriques sur les dispositifs non-linéaires et sur les caractéristiques non-linéaires du si-gnal de sortie. Une deuxième partie nous a permis de réaliser une étude théorique sur l’une de ces caractéristiques du signal de sortie : l’« ACPR ».

Donc, nous avons d’abord introduit des concepts théoriques (caractéristique de trans-fert non-linéaire, harmoniques,IMn,IPn, etc...) que nous utiliserons dans la suite de notre

étude et nous avons aussi parlé des principales sources de distorsion non-linéaire (conver-tisseur CAN, mélangeur et « PA ») présentes dans une chaîne de transmission pour les télécommunications.

Puis, nous avons aussi défini les plus importantes caractéristiques non-linéaires du signal de sortie (« EVM », « NPR » et « ACPR ») pour se focaliser ensuite sur l’« ACPR » et le « N_ACPR » qui représente un nouveau concept pour cette métrique.

Une étude plus approfondie sur ces caractéristiques, nous a permis de trouver une expression théorique pour le calcul de l’« ACPR » et du « N_ACPR » qui permet de mieux prendre en compte la réelle remontée spectrale des lobes secondaires du signal de sortie. Les formules de l’« ACPR » et du « N_ACPR » donnent la valeur de l’« ACPR » en connaissant les coefficientsa_idu modèle polynomial de la non-linéarité, l’amplitudeA

du signal d’entrée et le nombreNde sous-porteuses.

La simulation confirme la validité de ces formules qui ont été aussi inversées pour pouvoir calculer le rapporta₁/a₃du modèle polynomial. Cela permet de limiter le choix parmi différents dispositifs non-linéaires (par exemple le « PA »).

Enfin, la comparaison de l’« ACPR » classique et du « N_ACPR » valide le principe de ce nouveau paramètre car le « N_ACPR » en fonction de N, reste toujours supérieur ou égal à l’« ACPR » classique. Un résultat numérique de simulation confirme une fois de plus la validité du principe du « N_ACPR ».

Chapitre IV

Méthodes de Réduction du « PAPR »

IV.1 Introduction

La dynamique en amplitude d’un signal quelconques(t) représente un paramètre inté-ressant à prendre en compte surtout si ce signal est traité par des systèmes non-linéaires. Les fortes fluctuations d’amplitudes peuvent, par exemple, saturer un stade d’amplifica-tion.

Une mesure de la dynamique en amplitude, et donc en puissance, est donnée par le « PAPR » (« Peak-to-Mean Power Ratio ») qui justifie la présence des forts pics par des valeurs élevées. En d’autres termes, si nous considérons une fenêtre d’observation T du signal s(t), le « PAPR » représente le rapport entre la puissance maximale et la puissance moyenne du signal s(t) sur l’intervalleT.

Dans la littérature nous retrouvons différentes définitions de « PAPR ». Les auteurs du papier [PAL2005b] réalisent une classifications de ces différentes appellations tout en éclaircissant les liens qui existent entre elles. Nous retrouvons l’expression du « PAPR » classique en équation (I.24).

Un « PAPR » élevé n’est pas une bonne caractéristique du signal à traiter. Dans cer-tains cas, comme pour l’OFDM, le « PAPR » devient suffisamment élevé et le signal montre une grande dynamique en amplitude (et en puissance).

Cela a une conséquence sur les performances des dispositifs non-linéaires qui pré-sentent une caractéristique de transfert avec saturation. Les dispositifs non-linéaires ap-partenant à une chaîne de transmission, le problème se pose surtout en émission et il prend de l’ampleur au niveau de l’amplificateur de puissance (« PA »).

Dans ce contexte de « PAPR » élevé, le « PA » doit avoir le recul (« Input Back-Off», « IBO ») suffisant pour qu’il puisse ne pas saturer le signal à amplifier. Cela amène le

« PA » à travailler dans une zone fortement linéaire avec une dégradation importante de son rendement et donc avec une augmentation de sa consommation. Étant le « PA » à l’émission l’élément qui consomme plus d’énergie sur une chaîne de transmission, on comprend alors qu’il est nécessaire d’optimiser sa consommation surtout dans des termi-naux mobiles où la consommation est un facteur important décidant de leur autonomie.

Par conséquence, l’amplificateur de puissance doit travailler le plus proche possible de sa zone de saturation qui représente la zone à rendement optimal. Afin de se rapprocher de la zone de saturation sans trop saturer le signal d’entrée, il faut alors limiter ses fluc-tuations d’enveloppe, et donc son « PAPR ». Ainsi, on peut traiter le signal d’entrée afin de réduire les problèmes dus à l’amplification non-linéaire de signaux à « PAPR » élevé. Il existe d’autres méthodes basées sur l’électronique (fonction d’amplification) qui per-mettent une linéarisation de l’amplificateur de puissance. Cet aspect ne faisant pas l’objet de notre étude, nous nous limitons à le citer [cf. fig. IV.1].

Fonction d’Amplification Méthodes à l’Emission Simple Compatibilité descendante Oui Non Ecrêtage Ajout de signal Représentation Traitement adaptatif Oui Non Block scaling Sub-carrier reduction Codage Modification de séquences Modification du filtre de mise en forme Multiple Duplication SLM Random phasor Selective scrambling Signal d’Entrée Adaptive bias, Doherty, ...

F. IV.1. Méthodes de Réduction du « PAPR »

Donc, dans ces dernières années, différentes techniques de réduction du « PAPR » et de linéarisation du « PA » ont été proposées. D’après le document [PAL2005a], une étude détaillée a été menée sur l’existence de ces nombreuses techniques.

Dans notre étude nous nous sommes principalement intéressés aux techniques de ré-duction du « PAPR » agissant directement sur le signal d’entrée. Parmi ces techniques, nous retrouvons celles comme l’écrêtage et l’ajout de signal qui garantissent une

en émission avant amplification, et celles comme le « selective mapping » (« SLM ») ou le codage Reed-Muller qui ne la garantissent pas. En outre, nous pouvons distinguer ces dernières techniques en fonction de la représentation du signal : simple ou multiple.

Dans la suite de ce chapitre, nous allons vous présenter juste une partie de ces tech-niques que nous avons retenues dans notre étude :

a. « Selective Mapping »

b. Codage de Reed-Muller

c. « Tone reservation »

d. Écrêtage (classique) plus filtrage

Nous allons, donc, terminer le chapitre avec la technique de l’écrêtage classique plus filtrage qui représente notre point de départ pour la nouvelle technique dite d’écrêtage inversible.