III. Circuit électrique équivalent du résonateur d’anneaux couplés
III.1. Circuit électrique équivalent d’un anneau résonant
III.1.2. Etude de convergence
Afin de calculer les différents termes de la série il faut calculer les différents produits
scalaires présents dans la série à savoir < 𝑔
𝑒|𝑓
𝑘𝑇𝑀>, < 𝑔
𝑒|𝑓
𝑘𝑇𝐸> et < 𝑔
𝑒|𝑓
0>.
Pour rappel nous avons :
𝑔
𝑒= 𝑐𝑜𝑠(𝜃) 𝑒⃗⃗⃗⃗
𝜃(II-40)
𝑓𝑘𝛼
⃗⃗⃗⃗⃗⃗ = (𝑓
𝑘𝑥𝛼𝑐𝑜𝑠(𝜃) + 𝑓𝑘𝑦𝛼𝑠𝑖𝑛 (𝜃))𝑒⃗⃗⃗ + (−𝑓𝑟 𝑘𝑥𝛼𝑠𝑖𝑛(𝜃) + 𝑓𝑘𝑦𝛼𝑐𝑜𝑠 (𝜃)))𝑒⃗⃗⃗⃗ 𝜃
(II-41)
Les produits scalaires à calculer sont donc donnés par :
< 𝑔𝑒|𝑓𝑘𝛼> = ∫ ∫ (−𝑓𝑘𝑥𝛼𝑠𝑖𝑛(𝜃) 𝑐𝑜𝑠(𝜃) + 𝑓𝑘𝑦𝛼𝑐𝑜𝑠2 (𝜃))𝑟 𝑑𝑟 𝑑𝜃 𝜋 2 ⁄ 𝜃=0 𝑅𝑚𝑎𝑥 𝑟=𝑅𝑚𝑖𝑛
(II-42)
Les produits scalaires sont calculés numériquement (sous Matlab). Il est alors possible d’en
déduire la valeur de l’impédance ainsi que la valeur de l’inductance L et de la capacité C
intervenant dans le circuit électrique équivalent.
Pour tester la validité du modèle, nous avons considéré un anneau de rayon extérieur R
max=
4cm et de rayon intérieur R
min= 3.92cm.
Pour évaluer la convergence numérique des résultats à une fréquence donnée, la fréquence
de résonance de l’anneau est calculée en fonction du nombre de termes dans la série (Figure
II-11).
Figure II-11: Evolution de la fréquence de résonance de l'anneau en fonction du nombre de modes évanescents utilisé dans la série
Sur la Figure II-11, l’évolution de la fréquence de résonance sur les premiers termes de la
série est très rapide. Sa valeur est très éloignée de la valeur simulée (1.27GHz sous FEKO).
Pour un nombre de termes calculés plus conséquent (supérieur à 1000), la valeur de la fréquence
de résonance évolue moins rapidement et converge lentement vers une valeur proche de celle
simulée. Pour 5000 modes, nous avons un écart de 2,3% entre la valeur calculée par le code et
celle simulée.
La capacité C et de l’inductance L sont tracées en fonction de la fréquence sur la Figure
II-12.
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a) b)
Figure II-12: a) Valeur de l'inductance et b) de la capacité équivalentes d'un anneau en fonction de la fréquence
Nous pouvons observer une légère dispersion des éléments L et C ce qui confirme le résultat
attendu, étant donné que les éléments dépendent de la constante de propagation γ, elle-même
fonction de la fréquence. La dispersion est plus importante pour la capacité (4,2% de variation
dans la bande de fréquence considérée) que pour l’inductance (2,5%). Notre circuit électrique
équivalent n’a pas vocation à être ultra large bande. La bande d’étude de la réponse du circuit
se fera autour d’une bande d’intérêt plus étroite. Dans notre exemple, la réponse du résonateur
sera étudiée sur la bande [1GHz ; 1.5GHz]. Si nous calculons la dispersion des éléments sur
cette bande d’étude, nous constatons que nous avons alors une variation de 1,5% pour
l’inductance et de 2,4% pour la capacité. Il est possible de considérer que les composants du
circuit ont des valeurs indépendantes de la fréquence. Leurs valeurs sont fixées à celles
associées à la fréquence au milieu de la bande d’étude.
Les résultats précédents sont calculés à l’aide de la fonction integral2 de Matlab. Toutefois
l’utilisation de cette fonction augmente énormément les temps de calcul. Le gros avantage de
Matlab étant le calcul matriciel, nous avons décidé de discrétiser le calcul des produits scalaires
et donc, du domaine d’intégration. Cette méthode d’intégration entraîne la discrétisation de la
fonction d’essai étendue. La Figure II-13 donne l’exemple de la discrétisation du domaine
d’intégration d’un anneau lisse.
Figure II-13: Illustration de la discrétisation du domaine d'intégration d'un anneau lisse
Dans l’exemple de la Figure II-13, chaque petit carré correspond à un sous domaine
d’intégration. Le produit scalaire est calculé sur chacun de ces N sous domaines ou segments.
Les N produits scalaires sont ensuite sommés afin de déterminer la valeur du produit scalaire
sur la surface totale de l’anneau. Les bornes d’intégration de chaque i-domaine sont définies
par les rayons (R
i, R
i+1) et les angles (θ
i, θ
i+1) associés aux points M
iet M
i+1de la Figure II-13
.60
Nous avons décidé, dans notre cas, de prendre la valeur moyenne des valeurs associées à M
iet
M
i+1. Le calcul total du produit scalaire se fait suivant l’équation (II-43), N étant le nombre de
segments avec lequel est divisé l’anneau.
< 𝑔𝑒|𝑓𝑘𝛼 > = ∑ (−𝑓𝑘𝑥𝛼sin(𝜃) 𝑔𝑒(𝑠𝑖+1+ 𝑠𝑖 2 ) + 𝑓𝑘𝑦 𝛼 𝑐𝑜𝑠(𝜃)𝑔𝑒(𝑠𝑖+1+ 𝑠𝑖 2 )) ( 𝑅𝑖+1+ 𝑅𝑖 2 )(𝑅𝑖+1− 𝑅𝑖)(𝜃𝑖+1+ 𝜃𝑖) 𝑁 𝑖=1
(II-43)
L’inconvénient de cette discrétisation est qu’il faut désormais s’assurer de la convergence
numérique des produits scalaires par rapport au nombre de segments utilisés. En effet, en Figure
II-14, la convergence de la fréquence de résonance d’un anneau est tracée en fonction du
nombre de modes évanescents utilisés dans le calcul. Toutes les courbes présentées sont celles
d’anneaux sans motif et de 4cm de diamètre où nous comparons la convergence dans le cas où
l’intégration des produits scalaires est réalisée sans discrétisation du domaine. Dans le cas du
domaine discrétisé plusieurs cas sont testés avec des anneaux découpés en 20, 30, 40 et 50
segments. La courbe de convergence de la fréquence de résonance, dans le cas où le domaine
d’intégration n’est pas discrétisé, est notre référence.
Figure II-14: Convergence de la fréquence de résonance en fonction du nombre de modes évanescents utilisé dans le calcul de la série pour l’intégration non discrétisée (bleu turquoise), pour un anneau découpé en 20 segments (bleu) en 30 segments (rouge), en 40 segments (vert) et en 50 segments (violet)