R R é é gulateurs de gulateurs de tension lin
tension lin é é aires aires
R
Réégulateurs : principes de basegulateurs : principes de base
Montage « standard »
in out
I
I ≅
in in in
V I
P = P
out= V
outI
outout out
in out
in
D
P P V V I
P = − = ( − )
Pertes
R
Réégulateurs : principes de basegulateurs : principes de base
Montage « LDO » (Low Drop-Out)
Avantages:
• pertes réduites
Inconvénients:
• faible diff. V out – V in
• instabilité !
Bloc d
Bloc d’’alimentionalimention typiquetypique
Application typique du régulateur linéaire de tension
Le régulateur de tension linéaire est employé lorsqu’on a besoin d’une grande précision &
stabilité sur la tension de sortie sans bruit ni ondulations.
Exemple: Régulation précise d’une des sorties d’un DC/DC de type « flyback ».
Circuit simple, mise en œuvre facile
Faible coût
Bruit(s) à la sortie réduits (favorable à l’EMC)
Avantages:
Pertes ~Vin/Vout peuvent être très élevées
Approprié uniquement pour des faibles puissances
Fonctionnement uniquement en « abaisseur » de tension
Inconvénients
R
Réégulateurs : boucle de rgulateurs : boucle de rééglageglage
Boucle de réglage (circuit de contrôle):
REF
out
V
R V R ⎟⎟ ⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ +
=
2
1
1Sortie:
R1
R2
Exercice :
On souhaite réaliser un régulateur de tension linéaire pour U
in=12V, U
out=10V et V
Ref=2.5V.
1. Calculer le rapport R
1/R
2.
2. Calculer les valeurs de R
1et R
2, afin d’obtenir un rendement ≥80% avec I
out=200mA et
I
ccreg=8mA.
R
Réégulateurs : Structures de Ballastgulateurs : Structures de Ballast
A
Iout <1 Iout >1A A
Iout <1
A Iout >1 A
Iout >1
Vin-Vout> 1
Vin-Vout> 1.5 Vin-Vout> 2
Vin-Vout> 0.1 Vin-Vout> RDSonIout
Non-inverseurs:
Zoutfaible Zoutfaible
Zoutimportant Zoutimportant Zoutimportant
Inverseurs: ->stabilité !
Darlington
R
Réégulateurs : Exemplegulateurs : Exemple
Régulateurs 3 terminaisons:
) (
GND outin in
in
in
V I V I I
P = = +
out out
out
V I
P =
GND in out
out in
out in
D
P P V V I V I
P = − = ( − ) +
Exemple: LM317
Q25
VREF=1.25V
Q26
R1
IP=50 A
I
ADJ Vout
Vin
LM317
Q12
Q16
Q18
Q19
Q17
R15
R14
R2
P REF
out
V R I
R
V R
21
1
2⎟⎟ ⎠ +
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ +
=
0
-IDS2 -VGSMax
V(Dropout)
P0
Mode source de courant
P2
P1
-VDS0 DS
-VDS1 -VDS2
-IDS0
-IDSmin -VTH -VGSMax -VGS1
-VGS
-IDS
-V =-(V -V )in out
Mode résistance
-VGSMin -VGSMin
-IDS1
(Région linéaire) (Région saturée)
R
Réégulateurs LDO: rappel MOSgulateurs LDO: rappel MOS
S G D
S G D S G D
TH GS
DS V V
V << −
V
DS≤ V
GS− V
THA. Zone linéaire B. Zone « pincement »
C. Zone « saturée »
TH GS
DS
V V
V > −
( )
TH GS DS
TH GS DS
DS
V V V
pour
V R V
−
<<
−
⋅
≅
= κ
σ 1
TH GS
DS V V
V = −
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ − −
⋅
≅
= GS DS TH
DS DS V V
R V 2
1 κ
σ
∞
→
→
DS DS
R σ 0
Attention MOS type P: V
GS, V
DS< 0 !
Régulateurs LDO: Rappels MOSFET
0
-IDS2 -VGSMax
V(Dropout)
P0
Mode source de courant
P2
P1
-VDS0 DS
-VDS1 -VDS2
-IDS0
-IDSmin -VTH -VGSMax -VGS1
-VGS
-IDS
-V =-(V -V )in out
Mode résistance
-VGSMin -VGSMin
-IDS1
(Région linéaire) (Région saturée)
MOS: mod
MOS: modèèles linles linééairesaires
RDS
CGS
gm VGS
S D
VGS MOSFET Canal P
Vout
G
Vin
RDS
CGS
gm VGS
S D
VGS MOSFET Canal P
Vout
G
Vin
GS DS
m V
g I
∂
= ∂
Attention au signe de gm dans notre cas !
Régulateurs LDO: modèles MOSFET
R
Réégulateurs LDO: principesgulateurs LDO: principes
R1
S D
G
C
R2
CT
Vout MOSFET
Canal P
Vin
Circuit de contrôle
Rch
Vin
-VDS=Vin-Vout
RDS
CGS
gm VGS
S D
VGS MOSFET Canal P
Vout
G
Vin
TH GS
DS V V
V << −
A. Zone linéaire
B. Autres cas (pincement & « saturé »)
• circuit de contrôle règle VGS(<0!), afin de maintenir Vout
• -> on peut passer d’un mode à l’autre, suivant les conditions d’utilisation.
Régulateurs LDO: modes d’utilisation
0
-VGSMax P0
Mode source de courant
P2 P1
-VGS{2,1,0}
-VGS4
-VDS1 DS
-VDS2 -VDS
-IDS0 -IDS
-V =-(V -V )in out
Mode résistance variable
P4
P5
=-VTH POFF
-VGS5 -VGS3 P3
P5
R
Réégulateurs LDO: exemples de changement de modes dgulateurs LDO: exemples de changement de modes d’’opopéérationration
Vin Vout
-VDS
-VTH
Zone d'asservissement
Vin Vin ,Vout ,-VDS
VinMin
-VDS Zone de blocage
R1
S D
G
C
R2
CT
Vout MOSFET
Canal P
Vin
Circuit de contrôle
Rch
Vin
-VDS=Vin-Vout
Exemple : Variations de V
in(V
out, R
ch=const.)
• variation de P
0->P
2: pas/peu de changement de V
GS(source de courant « idéale »)
• P
2->P
3: augmentation de nécessaire
• P
3(V
G=0V): dim. de V
inentraîne dim. de
• P
4->P
OFF: diminution rapide de I
outet V
outVGS
VGS
R
Réégulateurs LDO: gulateurs LDO: éétude de stabilittude de stabilitéé
G
S
D
S RDS VDS
VGS
CGS
gm VGS
Stabilité fréquentielle « petits signaux »
gm, RDSdépendent du pt. de fonctionnement.
AO à 1 étage -> AVnon-négligeable
• Diagr. de pertes -> RESR
• Auto-décharge -> Risol.
• di/dt -> LESL
R
Réégulateurs LDO: gulateurs LDO: éétude de stabilittude de stabilitéé
dans notre cas: gm<0 !
Équations différentielles
( )( )
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ + + +
+ +
+
≅ +
=
=
DS ESR
ESR DS DS
ESR T GS
a
ESR T DS
m V
m MOS
GS a diff
m
R R
R sC R
R R sC C
sR
R sC R
R R g R A
s G s Z s G s G s s G
V s s V
G
1 ) (
1 1
1 ) ( ) ( ) ( ) ( ) ) (
( ) ) (
(
2 1
2
0 0
101 102 103 104 105 106 107 -50
0 50
|G0(f)| [dB]
Fonction de transfert G0(f) en boucle ouverte
101 102 103 104 105 106 107
-270 -180 -90 0
f [Hz]
arg(G0(f)) [Degrés]
RESR=20Ω
RESR=20Ω RESR=2Ω
RESR=2Ω RESR=10mΩ
RESR=10mΩ
101 102 103 104 105 106 107
-80 -60 -40 -20 0 20 40
f [Hz]
|Gomega(f)| [dB]
Fonction de transfert Gω(f) en boucle fermée
RESR=20Ω
RESR=2Ω
RESR=10mΩ
R
Réégulateurs LDO: gulateurs LDO: éétude de stabilittude de stabilitéé
Boucle ouverte Boucle fermée
• « peaks » de résonnance pour RESR=20Ωet RESR=10mΩ.
• bande passante ~10 kHz
• atténuation env. 40dB/dec.
• marge de phase (pour gain=1) (min. souhaité env. 45°)
• Marge de gain (pour phase=180°) (min. souhaité env. 20dB)
Ce qu’il faut retenir:
A titre d’exemple, pour un LDO avec MOSFET type P et un ESR de 1Ω, on obtient:
RéRégulateurs LDO: gulateurs LDO: éétude de stabilittude de stabilitéé
Régulateur avec éléments ballast du type « inverseur » peuvent présenter des instabilités.
Ces instabilités dépendent de l’ESR de la capa de sortie.
En termes de fonction de transfert, ces instabilités apparaissent comme fréquences de résonnances
Le fabriquant indique les limites d’utilisation de capacités de filtrage
La réponse à une perturbation étant liée à la fonction de transfert en boucle fermée, le même phénomène apparaît, lorsqu’on analyse le taux de réjection de bruit (ΔVout/ΔVin)
Frequency
1.0KHz 10KHz 100KHz 1.0MHz 10MHz
DB(V(C0:2)/0.01) -50
0 50
Param
Paramèètres de rtres de réégulateurs (LDO)gulateurs (LDO)
Principaux paramètres à prendre en compte:
• Plage de tension V
in: plage dans les limites de régulation (du LDO).• Rendement
: proche du rapport Vout/Vin.• Pertes (disspiation) : doivent être inférieurs à la capacité de dissipation du boîtier.
• Réjection de bruit : taux de réjection (en fonction de la fréquence) en rapport avec la bande passante.
• Conditions de stabilité
(ESR capa de sortie):0.1
0.01
0 50 100 150 200 250
TYPICAL REGIONS OF STABILITY COMPENSATION SERIES RESISTANCE (CSR)†
vs OUTPUT CURRENT
10 100
IO – Output Current – mA 1
Region of Instability
RSC–ecnatsiseRseireSnoitasnepmoC–Ω
Region of Instability
CO = 10μF
0.1
0.01
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5
TYPICAL REGIONS OF STABILITY COMPENSATION SERIES RESISTANCE (CSR)†
vs
ADDED CERAMIC CAPACITANCE
10 100
Added Ceramic Capacitance –μF 1
0.6 0.7 0.8 0.9 1
RSC–ecnatsiseRseireSnoitasnepmoC–Ω
CO = 10μF
Region of Instability Region of Instability
Plage pour ESR
R
Réégulateurs : limitation en sortiegulateurs : limitation en sortie
LIM J shunt
I R V
V
Ulim =0.7 ⇒ =
Première méthode (limitation rectangulaire):
Principe:
•
• Quand VBE(Q2) atteint 0.7V -> VBE(Q1) diminue
• Q1contrôlé par Q2, afin de limiter Iout
out shunt Q
BE
R I
V
, 2= ⋅
• En cas de court-circuit à la sortie : PQ1 = Uin.Ilim !
• R3protège l’AO en cas de limitation : IR3=UR3max/R3=(Uin-Uout)/R3
• R2« alimente » Q2 : IQ2max=(Uin-Uout)/(R2+R3)
Remarques:
U
outI
outU
out,nomshunt j
R V
R
Réégulateurs : limitation en sortiegulateurs : limitation en sortie
(
out sh out)
out sh
BE R I U R I
V 2 = ⋅ −γ ⋅ + ⋅
Deuxième méthode (limitation réentrante):
Principe:
• VBE(Q2) dépend de Iout et de Uout.
• Quand VBE(Q2) atteint 0.7V (Uj) -> VBE(Q1) diminue
• Q1contrôlé par Q2, afin de limiter Iout=f(Uout)
Maille : avec :
-> donc en limitation (UBE2=Uj):
Mise en équation:
U
outUout
7 6
6
R R
R
= + γ
( )
out j outsh I U U
R ⋅ 1−γ ⋅ lim, = +γ ⋅
Vj Rshunt(1−γ)Iout
nom
Uout,
Uout
γ⋅
( )
[
sh out j]
out R I U
U = 1γ ⋅ ⋅ 1−γ ⋅ lim, −
R
Réégulateurs : limitation en sortiegulateurs : limitation en sortie
Exercice :
On souhaite réaliser une limitation réentrante pour un régulateur de tension linéaire avec U
in=12V, U
out=8V et I
lim,max=0.1A.
1. Calculer la valeur de R
shunt, de manière à respecter V
CE,min=2.0V sur Q
1. 2. Calculer le rapport γ=R
6/(R
6+R
7) (en admettant U
j=0.6V).
3. Calculer la puissance dissipée dans Q
1en fonctionnement nominal et en court-circuit.
4. Calculer la puissance max. dissipée dans Q
1, si la limitation était du type rectangulaire.
R
Réégulateurs : comparaison limitationsgulateurs : comparaison limitations
Limitation rectangulaire: Limitation « foldback »:
(
in j)
LIM
Q
I V U
P
,max= ⋅ −
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
I [A]
Vout [V] PQ1 [W]
Caractéristique réentrante de la limitation de courant
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
I [A]
Vout [V] PQ1 [W]
Caractéristique rectangulaire de la limitation de courant
(
in j)
LIM
Q
I V U
P
,max< ⋅ −
R
Réégulateurs : limitation thermiquegulateurs : limitation thermique
Utilisation de coefficients thermiques :
Principe:
• VZ augmente avec température, VBEdiminue
• Dès que VBE,Q2 ≥Uj(T) : Q2sature
• -> Q1bloque (VBE,Q2= 0V)
• -> Q bloque également (IB=0)
mV C Z
T V
+ °
∂ ≅
∂ 4 TBE mV C
V
− °
∂ ≅
∂ 2
R R é é f f é é rences de rences de tension
tension
R
Rééfféérences : diodes rences : diodes zenerzener
Forme la plus simple: diode « zener »
Vcc
ou:
0 1 2
V [V]
10 9 7 8
6 5 4 3
z 0
10 20 30 40 50 I [mA]z
Courant de test 5mA Tj = 25°C
2.4V 2.7V
3.3V 3.9V
4.7V 6.8V
8.2V 5.6V
Effet d’avalanche Effet Zener
A: B:
Inconvénients:
• VZ augmente avec température
• Sensibilité à ΔI ou ΔVcc
• Tension d’alimentation élevée (>Vz)
Z Z Z
V R I = 1
∂
∂
I R V
Z=
Z⋅ Δ
Δ
Z ZV
ccR V = R ⋅ Δ
ou Δ
A: B:
R
Rééfféérences : diodes rences : diodes zenerzener
Amélioration de la sensibilité en température
mV C Z
T V
+ °
∂ ≅
∂ 4
Vcc
mV C Z
T V
− °
∂ ≅
∂ 2
Inconvénients:
• Compensation ne fonctionne que pour une configuration donnée (Vzet éventl. Iz)
• Sensibilité à ΔI ou ΔVcc
• Tension d’alimentation élevée (>(Vz+2Uj) Pour Vz=7.5V, T=25°C
R
Rééfféérences : rences : «« burriedburried »»ZenerZener
Zener « haute » Qualité: « burried » Zener
p– SUBSTRAT n– EPI
p+ ISO
p+ ISO n+ COUCHE ENTERREE ISOLATION
p–BASE
CATHODE
ANODE ZONE ACTIVE
DE LA ZENER
n+EMETTEUR
Z
out V
R R R
R
V R ⎟⎟
⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ +
= +
3 4 2
1
2 1
Structure SI: Schéma « burried Zener » & AO:
Avantages:
• Bonne précision (0.01% à 0.04%)
• Peu sensibles aux variations de température (<10ppm/°C)
• Peu de dérive à long terme (<20ppm/1000hrs)
• Caisson d’isolation -> faible bruit
R
Rééfféérences : principe rences : principe «« bandgapbandgap»»
Cahier des charges:
• Référence « bon marché », c.a.d. moins complexe que « burried » zener
• Référence avec tension d’alim. < 5V
• Bonne stabilité en température
Principe « bandgap »:
mV C Diff
T V
+ °
∂ ≅
∂ 2
mV C BE
T V
− °
∂ ≅
∂ 2
+
On démontre:
1.
2.
V V
V
REF≅
G0≅ 1 . 2
≅ 0
∂
∂ T V
REFpour λ = f(I1/I2,T)
R
Rééfféérences : fonctionnement rences : fonctionnement «« bandgapbandgap»»
Paire de jonctions:
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
⎥⎦
⎢ ⎤
⎣
⎡ ⎟⎟
⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
− ⎛
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
−
= Δ
2 1
2 1
2 1
ln
ln ln
I I q
kT
I I I
V I V
V V
S S
T BE BE
BE
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
∂ Δ
∂
2 1 2
1 ln
ln I
I T
V I
I q k T
VBE T
V
BEI
T BEV V S
e I I = ⋅
⎟⎟ ⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
⎟⎟ ⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
S S
T
BE
I
I q
kT I
V I
V ln ln
T V T V T
V
BE≅
BE−
G0∂
∂
(démonstration voir annexe)R
Rééfféérences : fonctionnement rences : fonctionnement «« bandgapbandgap»»
Compensation en température:
0 ln
2 1
0 ⎟⎟⎠=
⎜⎜ ⎞
⎝
⋅ ⎛ +
−
≅
∂ Δ + ∂
∂
= ∂
∂
∂
I I T V T
V T V
T V T
V T
V
T G
BE
BE BE
REF
λ λ
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⋅ ⎛
≅ −
2 1 0
ln I V I
V V
T
BE
λ
G⎟⎟ ⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⋅ ⎛
⋅ +
=
Δ
⋅ +
=
2
ln
1I V I
V
V V
V
T BE
BE BE
REF
λ λ
0 G
REF
V
V ≅
Variante avec jonctions différentes parcouru par les mêmes courants:
•
• Au lieu de prendre 2 jonctions identiques, on peut également démontrer le principe avec des jonctions ayant 2 surfaces différents -> travail avec IS au lieu de IC
⎟ ⎠
⎜ ⎞
⎝ ⎛
⋅
=
S T
BE
V I I
V ln Δ = ⋅ ⎜ ⎝ ⎛ ⎟ ⎠ ⎞
1
ln
2S S T
BE
I
V I
V
R
Rééfféérences : exemple rences : exemple ««bandgapbandgap»»type «type « BrokawBrokaw»»
R
Rééfféérences : exemple rences : exemple «« bandgapbandgap»»
Miroir de courant
R
Rééfféérences : principe XFETrences : principe XFET
Principe:
• Similaire au « bandgap » : compensation des dérives en température
• Ici I1=I2
• AO maintient Q1et Q2en mode « saturés » ou « pincement complet »
• ΔVGS (= ΔVp) obtenu grâce à des symétries différentes entre Q1et Q2
PTAT p
REF
V R I
R R
V R
31 3
1
2⎟⎟ ⎠ Δ +
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ +
+
=
<0
∂ Δ
∂ T
VP
>0
∂
∂ T IPTAT
Avantages:
• Dérive en température < 10ppm/°C
• Dérive à long terme < 1ppm/1000hrs.
• Plage de température (-40°C à +125°C)
Principaux paramètres à prendre en compte:
• Erreur initiale
: circuit « à chaud » en début de vie (<0.1%)• Coefficient de température
: TC (1-10 ppm/°C).• Hystéresis thermique : en ppm lors d’un cycle (ex.: 25°C → 50°C → 25°C )
• Bruit: pour une bande 0.1-100 Hz, en μVpp.
• dérive
en ppm/1000 hrs.• temps de stabilisation en us pour atteindre 0.1% de la valeur.
• Régulation en ligne : Vout/Vin en ppm/V
• Régulation en charge : Vout/Ich en ppm/mA
• Spécifités de layout PCB
R
Rééfféérences de tensionrences de tension
R4 R3=4R4
I 4I
R1=1k
Q1 Q2
4AE AE I
4I
5I
R2=1.86k
R12=2.97R11
R11
VREF 5V Vin
TRIM
VTEMP 623mV@25°C VBE
VBEQ2
TCVTEMP 2.222mV/°C VBE R2
R1
VBE
VZ 1.26V
R9
Principe: comme une « bandgap Brokaw»
R
Rééfféérences : exemple REF02rences : exemple REF02
mV C BE
T V
+ °
∂ ≅ Δ
∂ 2
Z
REF V
V =3.97⋅
Circuit de mesure de T
VDD
VDD
VEE VB
Vin
VREF
GND TRIM
VTEMP
50k
RbP Rb0
Ra Rc
REF02
Vout
VDD= 15V VEE= -15V Rb
REF a c TEMP c
b a
b a
out V
R V R
R R R
R
V R ⎟⎟⎠ −
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛ + +
= 1
Permet de varier le « gain » en température
R
Rééfféérences : exemple REF02rences : exemple REF02
Variation en température de V
BEAnnexe : variation en temp
Annexe : variation en tempéérature de Vrature de VBEBE
V
BEI
T BEV V S e I I = ⋅
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
⎟⎟⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
= ⎛
S S
T
BE I
I q
kT I
V I
V ln ln
( )
( ) ( )
T V I
T I V
V T I
I q
k
I T I
I V I T
V T
V
S T
BE S
T S
S T
S T
BE
∂
⋅∂
−
=
∂ −
⋅ ∂
⎟⎟+
⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⋅ ⎛
=
∂ −
⋅ ∂
⎟⎟+
⎠
⎜⎜ ⎞
⎝
⎛
∂
= ∂
∂
∂
ln ln ln
ln ln ln
T G V V
S
T e
I
3 − 0
⋅
⋅
= κ ( ) ( )
T G
S V
T V
I ln 3 0
ln =
κ
⋅ −( ) { ( ) }
T G G
G
T G
S
V T V T
k q V T
kT q V T
T T
T V T V
T T
I
1 3
1 3 ln 1 ln
0 2
0
0 2
3
0 3
⋅
⋅ ≅ + ⋅
=
⎟⎠
⎜ ⎞
⎝
⎛
∂
− ∂
⋅
⋅ ⋅
=
⎟⎠
⎜ ⎞
⎝⎛
∂
− ∂
∂
⋅
= ∂
∂
∂
κ κ κ
T V T
V T
V
BE BE G0−
∂ ≅
∂
Energie [eV]
bande de valence bande de conduction
0
VG
q⋅