antennes intégrées haute directivité aux fréquences millimétriques et térahertz

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millimétriques et térahertz

Kossaila Medrar

To cite this version:

Kossaila Medrar. antennes intégrées haute directivité aux fréquences millimétriques et térahertz. Optique / photonique. Université Grenoble Alpes [2020-..], 2020. Français. �NNT : 2020GRALT047�. �tel-03125115�

THÈSE

Pour obtenir le grade de

DOCTEUR DE L’UNIVERSITE GRENOBLE ALPES

Arrêté ministériel : 25 mai 2016

Présentée par

Kossaila Medrar

Thèse dirigée par Laurent Dussopt, Ingénieur de Recherche (HDR), CEA-LETI.

préparée au sein du CEA-LETI

Laboratoire d’Electronique et de Technologie de l’Information Dans le cadre de l'École Doctorale EEATS

Antennes intégrées haute

directivité aux fréquences

millimétriques et térahertz

Prof. Tan-Phu VUONG

Professeur, Université Grenoble Alpes Président du jury

Prof. Claire MIGLIACCIO

Professeur, Université Nice Sophia-Antipolis Rapporteur

Prof. Ronan SAULEAU

Professeur, Université de Rennes 1 Rapporteur

Dr. Laurent PETIT

Ingénieur, RADIALL Examinateur

Prof. Guillaume DUCOURNAU

Professeur, Université Lille 1 Invité

Dr. Loïc MARNAT

Ingénieur de recherche, CEA-LETI Encadrant

Dr. Laurent DUSSOPT

"Une théorie qui n'est réfutable par aucun événement qui se puisse concevoir est dépourvue de caractère scientifique. Pour les théories, l'irréfutabilité n'est pas comme on l'imagine souvent vertu mais défaut."

Remerciements

Je suis heureux de pouvoir exprimer ici mes remerciements à mon directeur de thèse, le Docteur Laurent DUSSOPT, pour la confiance qu’il m’a témoignée en acceptant la direction de cette thèse. Je lui suis très reconnaissant de m’avoir fait bénéficier tout au long de ce travail de son expertise, de sa rigueur scientifique et de son expérience. Je voudrais également le remercier pour sa grande disponibilité et son encadrement durant ces années de thèse.

Je tiens à remercier tout particulièrement le Docteur Loïc MARNAT, mon encadrant de thèse, pour son encadrement très efficace, ses précieux conseils et son soutien quotidien. J’ai énormément appris avec lui autant sur le plan scientifique que sur le plan de l’organisation et de la présentation de mes travaux de thèse.

Je souhaite remercier sincèrement chacun des membres du jury. Je remercie Monsieur le Professeur Tân-Phu VUONG pour avoir été Président de mon jury de thèse et pour avoir accepté d’examiner mes travaux et pour l’intérêt qu’il a manifesté à leur égard. Je remercie Madame le Professeur Claire MIGLIACCIO d’avoir accepté d’être rapporteur de cette thèse, de son intérêt pour mes travaux et de ses commentaires pertinents et constructifs sur ce manuscrit. Je remercie également Monsieur le Professeur Ronan SAULEAU d’avoir accepté d’être rapporteur de cette thèse, pour son vif intérêt pour mes travaux, pour ses questions pertinentes et pour les perspectives enrichissantes qu’il m’a proposées. Je remercie le Docteur Laurent PETIT d’avoir accepté d’examiner mes travaux de thèse, de ses remarques pertinentes, et d’avoir apporté une vision industrielle sur mes réalisations de thèse. Je remercie également Monsieur le Professeur Guillaume DUCOURNAU pour avoir accepté de faire partie de mon jury de thèse, pour l’intérêt qu’il a porté à mes travaux, et pour avoir effectué les mesures de mes prototypes d’antennes à 300 GHz au sein de son laboratoire à l’IEMN.

Je tiens à exprimer toute ma gratitude au Docteur Christophe DELAVAUD, chef du laboratoire LAPCI, de m’avoir accueilli au sein de son équipe et d’avoir permis que la thèse se déroule dans de bonnes conditions.

Je souhaite également remercier Madame Cybelle Belem GONCALVES, doctorante à l’IEMN, d’avoir participé avec Guillaume DUCOURNAU aux mesures de mes prototypes d’antennes à 300 GHz.

Je voudrais remercier mes collègues Alexandre et Victor avec qui j’ai partagé de très bons moments et avec qui les discussions scientifiques et philosophiques ont été particulièrement enrichissantes.

Mes pensées se tournent vers l’ensemble de mes collègues avec qui j’ai pu partager un bout de chemin au CEA-LETI : François, Francesco, Amazir, Jessen, Olivier, Cyril, Lotfi, Camille, Nebil, Christophe, David, Laurent, Antonio, Serge et Jean-François.

Je souhaite terminer en remerciant mes parents qui ont toujours été à mes côtés et qui m’ont permis d’en arriver là où je suis. Je remercie également mon frère et ma sœur pour leurs encouragements permanents. Enfin, je remercie Lila pour son soutien indéfectible et sans qui je n’aurais jamais réussi ce travail.

Table des matières

Liste des figures 1

Liste des tableaux 11

Introduction générale 13

1 Etat de l’art sur les antennes intégrées et les antennes directives aux fréquences millimétriques 17

1.1 Introduction ... 17

1.2 Bilan de liaison d’une communication sans fil aux fréquences millimétriques ... 18

1.3 Antennes intégrées sur circuit et en boîtier ... 20

1.3.1 Antennes intégrées sur circuit ... 20

1.3.2 Antennes intégrées en boîtier ... 21

1.3.3 Réduction des pertes par dopage du silicium ... 25

1.3.4 Chargement de l’antenne par une cavité ... 26

1.3.5 Chargement de l’antenne par un superstrat ... 28

1.3.6 Conclusion ... 29

1.4 Les lentilles aux fréquences millimétriques ... 32

1.4.1 Les lentilles diélectriques ... 33

1.4.2 Les lentilles de Fresnel ... 36

1.4.3 Les lentilles RLSA ... 42

1.4.4 Les réseaux transmetteurs ... 44

1.4.5 Conclusion ... 56

1.5 Conclusion ... 57

2 Antennes à réseau transmetteur intégré sur substrat diélectrique 59

2.1 Introduction ... 59

2.2 Principe de fonctionnement ... 59

2.3 Modèle analytique ... 63

2.3.1 Modèle d'une antenne à réseau transmetteur classique ... 63

2.3.2 Adaptation aux antennes à réseau transmetteur intégré sur substrat diélectrique .... 66

2.3.3 Bilan de puissance ... 67

2.3.3.2 Pertes diélectriques ... 68 2.3.3.3 Efficacité de débordement ... 68 2.3.3.4 Efficacité d’apodisation ... 69 2.3.3.5 Efficacité d’ouverture ... 69 2.3.3.6 Efficacité totale ... 70 2.3.4 Influence du substrat ... 70

2.3.4.1 Conditions initiales de l’étude ... 70

2.3.4.2 Influence de la permittivité... 72

2.3.4.3 Influence des pertes diélectriques ... 77

2.3.5 Conclusion ... 82

2.4 Conclusion ... 84

3 Antennes à réseau transmetteur en bande V 85

3.1 Introduction ... 85

3.2 Source focale planaire ... 85

3.3 Simulation électromagnétique des cellules élémentaires ... 88

3.4 Dimensions des cellules élémentaires ... 88

3.5 Antennes avec cellules à polarisation linéaire avec vias ... 90

3.5.1 Cellules élémentaires ... 90

3.5.2 Antenne 1 : réseau à 1 bit de quantification de phase ... 94

3.5.3 Antenne 2 : réseau à 3 bits de quantification de phase ... 101

3.6 Antennes avec cellules à polarisation linéaire sans vias ... 105

3.6.1 Cellules élémentaires ... 105

3.6.2 Antenne 3 : réseau à 3 bits de quantification de phase ... 107

3.7 Antennes avec cellules à polarisation circulaire avec vias ... 112

3.7.1 Cellules élémentaires ... 112

3.7.2 Antenne 4 : réseau à 3 bits de quantification de phase ... 115

3.8 Conclusion ... 119

4 Conception de cellules élémentaires en bande D et H 123

4.1 Introduction ... 123

4.2 Présentation des cellules ... 123

4.2.1 Résonateur ... 123

4.2.2 Modélisation ... 131

4.3 Conception des cellules en bande H ... 136

4.3.2 Cellules élémentaires B0 ... 141

4.3.3 Etude de sensibilité des cellules élémentaires ... 143

4.4 Conception des cellules en bande D ... 147

4.4.1 Cellules élémentaires A2 et B2 ... 147

4.4.2 Cellules élémentaires A1 et B1 ... 148

4.5 Conclusion ... 150

5 Antennes à réseau transmetteur en bande D et H 153

5.1 Introduction ... 153

5.2 Source focale ... 153

5.3 Antennes en bande D... 155

5.3.1 Conception des antennes ... 155

5.3.2 Fabrication des prototypes ... 159

5.3.3 Dispositif de mesure ... 161

5.3.4 Résultats expérimentaux comparés aux simulations initiales ... 162

5.3.5 Influence des erreurs de fabrication et des propriétés diélectriques ... 163

5.3.6 Résultats expérimentaux comparés aux simulations corrigées ... 170

5.4 Antennes en bande H... 176

5.4.1 Conception des antennes ... 176

5.4.2 Fabrication des prototypes ... 178

5.4.3 Influence des erreurs de fabrication et des propriétés diélectriques ... 179

5.4.4 Résultats expérimentaux comparés aux simulations corrigées ... 185

5.5 Synthèse des performances des antennes en bande D et H ... 192

5.6 Conclusion ... 194

Conclusion générale et perspectives 199

Annexe 209

Bibliographie 213

1

Liste des figures

Figure 1.1. Affaiblissement en espace libre en fonction de la distance à 60, 140 et 300GHz (abscisse représentée en echelle logarithmique). ... 18 Figure 1.2. Caractéristiques d’antennes requises en fonction de la portée (représentée en mm sur une échelle logarithmique) à trois fréquences (60, 140 et 300 GHz) pour une liaison sans fil avec un débit de 4 Gbps et un transceiver CMOS. (a) gain de l’antenne (dBi) ; (b) dimension de l’antenne carrée représentée sur une échelle logarithmique (mm). ... 20 Figure 1.3. Exemple de topologie avec AoC où un simple câblage de type filaire (représenté en vert) supportant uniquement des signaux basses fréquences peut être utilisé entre le circuit et le PCB. . 21 Figure 1.4. Exemples de topologie avec AiP. (a) interconnexion filaire ; (b) interconnexion par billes (flip-chip). En bleu : les interconnexions des signaux RF ; en vert : les interconnexions des signaux basses fréquences et continus. ... 21 Figure 1.5. AoC de type dipôle, intégrée sur circuit CMOS et substrat silicium dopé. (a) géométrie et empilement de l’AoC ; (b) photographie du CI [55]. ... 25 Figure 1.6. Exemple de topologie AiP chargée par une cavité d’air dans le but d’améliorer son efficacité de rayonnement. ... 26 Figure 1.7. AiP intégrée dans un boîtier LTCC et chargée par une cavité d’air [61]. (a) schéma du boîtier LTCC avec l’AiP et le CI ; (b) photo du prototype incluant le boîtier, le CI et l’AiP. ... 27 Figure 1.8. AoC intégrée sur circuit CMOS chargée par une AMC [64]. (a) géométrie de l’AoC ; (b) photo du prototype d’AoC fabriqué. ... 28 Figure 1.9. Exemple de topologie d’AoC avec un superstrat. ... 28 Figure 1.10. Vue en coupe d’une AoC chargée par un superstrat en Quartz fonctionnant à 90 GHz [65]. ... 29 Figure 1.11. Exemple d’une AiP chargée par un superstrat et intégrée en technlogie eWLB [68]. . 29 Figure 1.12. Exemples d’architectures de SiP en bande millimétrique. Le RFIC est reporté par flip-chip sur l’interposeur. Les signaux basses fréquences sont routés du PCB vers le RFIC par BGA. Une AiP est utilisée comme source focale pour éclairer une lentille à fort gain. (a) le RFIC et l’AiP sont reportés sur la face supérieure de l’interposeur. La lentille est fixée au reste du système par une structure mécanique (des pilliers par exemple) ; (b) le RFIC et l’AiP sont reportés sur la face supérieure de l’interposeur. La lentille est directement collée à l’interposeur. Une cavité est ajoutée sous la lentille pour positionner le RFIC ; (c) le RFIC et l’AiP sont reportés respectivement sur la face inférieure et supérieure de l’interposeur. La lentille est directement collée à l’interposeur. .... 33 Figure 1.13. Lentille silicium reportée sur une AoC. (a) architecture de l’antenne ; (b) photos du prototype [80]. ... 34 Figure 1.14. Lentille hémisphérique fabriquée en micro-usinage CNC. (a) vue 3D de la lentille ; (b) photo du prototype assemblé à un guide WR-3 [87]. ... 35 Figure 1.15. Antenne directive composée d’une lentille hémisphérique et d’un module BGA. (a) image sous rayons X de la source d’illumination composée d’un réseau de patchs 2×2 alimentés par un couplage lignes microruban – fentes ; (b) photo du prototype complet avec la lentille hémisphérique fabriquée en impression 3D et montée directement sur le module BGA [88]. ... 36 Figure 1.16. Vues en coupe de deux configurations de lentilles hémisphériques. (a) configuration classique ; (b) configuration avec cavité [88]. ... 36

2

Figure 1.17. Lentilles réalisées en impression 3D. (a) photo du prototype en bande V ; (b) photo du prototype en bande H ; (c) comparaison entre les gains mesuré et simulé du prototype en fonction de la fréquence en bande V ; (d) comparaison entre les gains mesuré et simulé du prototype en fonction de la fréquence en bande H [90]. ... 38 Figure 1.18. Prototype de lentilles de Fresnel fabriquées en impression 3D avec un matériau composite compactable à faible permittivité. (a) lentille de Fresnel avant compactage ; (b) lentille à compensation de phase continue avant compactage ; (c) lentille de Fresnel après compactage ; (d) lentille à compensation de phase continue après compactage [91]. ... 39 Figure 1.19. Antenne FZPA intégrée sur substrat LTCC et chargée par une cavité à 270 GHz. (a) vue en coupe de la lentille ; (b) photos du prototype en vue de dessus (gauche) et dessous (droite) [84]. ... 40 Figure 1.20. Antenne F-GFL (Folded Grooved Fresnel Lens) fonctionnant en bande V. (a) schéma descriptif du fonctionnement de l’antenne ; (b) photo du prototype [93]. ... 42 Figure 1.21. Vue de dessus d’antennes RLSA. (a) excitation radiale typique [97] ; (b) excitation verticale [95] ; (c) réseau de paires de dipôles ajouté pour l’adaptation d’impédance de la RLSA [95]. Le champ électrique d’excitation 𝐸 est représenté par des vecteurs bleus. ... 43 Figure 1.22. Lentille RLSA intégrée sur substrat LTCC et chargée par une cavité à 270 GHz. (a) vue en coupe de la lentille ; (b) photo du prototype [95]. ... 44 Figure 1.23. Cellules à trois couches métalliques avec patchs rectangulaires connectés par via en bande V. (a) géométrie des cellules avec vue en coupe (gauche) et de dessus (droite) ; (b) photo du réseau transmetteur fabriqué [100]. ... 46 Figure 1.24. Géométrie de la cellule élémentaire à polarisation circulaire fonctionnant en bande V. (a) vue en coupe ; (b) vue de dessus. [101]. ... 47 Figure 1.25. Exemple de montage d’un réseau transmetteur avec un transceiver et une AoC en bande V [85, 101]. ... 47 Figure 1.26. Cellules 1 bit composées de deux fentes orthogonales couplées par un dipôle en L. (a) cellule 0° ; (b) cellule 180° [102]. ... 48 Figure 1.27. Cellules à deux couches métalliques sans vias. (a) Type 1 : fente rectangulaire ; (b) Type 2 : fente en forme d’anneau rectangulaire ; (c) Type 3 : double fente en forme d’anneaux rectangulaires [103]. ... 48 Figure 1.28. Géométrie des cellules 3 couches avec vias en bande V. (a) empilement des cellules élémentaires ; (b) cellules de Type 1 ; (c) cellules de Type 2 [104]. ... 49 Figure 1.29. Cellules de trois couches métalliques avec couplage par fente. (a) patchs rectangulaires couplés par une fente linéaire ; (b) patchs rectangulaires couplés par une fente en H ; (c) cinq fentes linéaires sans patchs [105, 106]. ... 50 Figure 1.30. Géométrie des cellules élémentaires à polarisation linéaire avec vias [108]. (a) empilement des cellules ; (b), (c), (d) exemples de positions de la fente de la couche 4 permettant d’obtenir différents états de phase. Le nombre de couches métalliques est de 6, numérotées du haut vers le bas. ... 51 Figure 1.31. Photographie du réseau transmetteur en bande D [108]. ... 52 Figure 1.32. Réseau transmetteur fonctionnant en bande D, fabriqué en technologie PCB. (a) empilement des cellules élémentaires avec et sans vias ; (b) photographie du prototype de réseau transmetteur assemblé avec une antenne cornet grâce à une monture mécanique [109]. ... 53

3

Figure 1.33. Réseau transmetteur à 250GHz. (a) géométrie des cellules élémentaires ; (b) photographie du prototype de réseau transmetteur [110]. ... 54 Figure 2.1. Vue schématique en coupe d’une antenne à réseau transmetteur. ... 60 Figure 2.2. Les deux principaux types de cellules élémentaires pour réseaux transmetteurs. (a) antenne-filtre-antenne ; (b) surfaces sélectives en fréquence. ... 60 Figure 2.3. Evolution du gain, des pertes d’apodisation et des pertes par débordement en fonction du rapport focal pour un réseau transmetteur circulaire sans pertes, de 6,5λ0 de diamètre, illuminé par

une antenne cornet de 10 dBi placée à 2,925λ0 de la lentille... 62

Figure 2.4. Exemple de schéma d’intégration d’un module SiP monolithique et compact en bandes millimétriques. Le RFIC est reporté par flip-chip sur la face arrière d’un noyau diélectrique organique faibles pertes et bas coût. Les signaux de la bande de base, de l’oscillateur local, de contrôle et de l’alimentation, sont routés vers la carte PCB via des billes BGA (Ball Grid Array). Une AiP jouant le rôle d’une source focale est gravée au plus proche de l’emplacement du RFIC pour minimiser les pertes de transmission. Le réseau transmetteur est également gravé sur un faible nombre de couches sur la face supérieure du noyau diélectrique. ... 63 Figure 2.5. Modélisation d’une antenne à réseau transmetteur. ... 64 Figure 2.6. Modélisation d’une antenne à réseau transmetteur intégré sur un substrat diélectrique. 66 Figure 2.7. Evolution des performances de l’antenne à réseau transmetteur à la fréquence 𝑓0 en fonction de (𝐹/𝐷) pour des noyaux diélectriques de permittivités de 1, 3, 7 et 12 et sans pertes diélectriques. (a) réponse en gain ; (b) efficacité d’ouverture en traits pleins et efficacité totale en traits discontinus ; (c) pertes par débordement en traits pleins, pertes par apodisation en traits discontinus ; (d) rapport d’illumination des bords. ... 74 Figure 2.8. Evolution des performances de l’antenne à réseau transmetteur en fonction de 𝑓/𝑓0 pour

F/D = 0,45, pour des permittivités de 1, 3, 7 et 12 et sans pertes diélectriques. (a) réponse en gain ;

(b) efficacité d’ouverture en traits pleins et efficacité totale en traits discontinus ; (c) pertes par débordement en traits pleins, pertes par apodisation en traits discontinus ; (d) rapport d’illumination des bords... 75 Figure 2.9. Evolution de la bande passante en gain de l’antenne à -1 dB et -3 dB en fonction de 𝜀𝑟 pour F/D = 0,45. ... 76 Figure 2.10. Phase du champ électrique dans le plan de réception du réseau transmetteur à 𝑓 = 𝑓0 et

F/D = 0,45 pour plusieurs valeurs de permittivité. (a) 𝜀𝑟 = 1 ; (b) 𝜀𝑟 = 3 ; (c) 𝜀𝑟 = 7, (d) 𝜀𝑟 = 12. 76 Figure 2.11. Evolution des performances de l’antenne à réseau transmetteur à la fréquence 𝑓0 en fonction de 𝐹/𝐷 pour 𝜀𝑟 = 3 et des tan𝛿 de 0, 10-3_{, 5×10}-3_{, 1×10}-2_{, 3×10}-2_{. (a) réponse en gain ; (b)} efficacité d’ouverture en traits pleins et efficacité totale en traits discontinus ; (c) pertes par débordement en traits pleins, pertes par apodisation en traits discontinus ; (d) rapport d’illumination des bords ; (e) pertes diélectriques. ... 79 Figure 2.12. Evolution des performances de l’antenne à réseau transmetteur en fonction de (𝑓/𝑓0) à distance focale optimale pour 𝜀𝑟 = 3 et des tan𝛿 de 0, 10-3_{, 5×10}-3_{, 10}-2_{, 3×10}-2_{. (a) réponse en gain ;} (b) efficacité d’ouverture en traits pleins et efficacité totale en traits discontinus ; (c) pertes par débordement en traits pleins, pertes par apodisation en traits discontinus ; (d) rapport d’illumination des bords ; (e) pertes diélectriques. ... 81 Figure 2.13. Bande passante en gain à -1 dB et -3 dB en fonction de la tangente de perte (tan𝛿) pour 𝜀𝑟 = 3. ... 82

4

Figure 2.14. Evolution du gain et des pertes diélectriques en fonction de la fréquence pour un substrat PCB (𝜀𝑟=3, 𝑡𝑎𝑛𝛿=0,0017) de 5 mm d’épaisseur. ... 83 Figure 3.1. Source focale intégrée sur un substrat diélectrique, fonctionnant en bande V et excitée par un guide d’onde rectangulaire WR-15. (a) vue en coupe de la source focale ; (b) photo de la face arrière du prototype. ... 86 Figure 3.2. Diagrammes de rayonnement simulés de la source focale à 60 GHz. (a) plan H ; (b) plan E. ... 87 Figure 3.3. Evolution du gain simulé dans l’axe en co- et cross-polarisation de la source focale en fonction de la fréquence. ... 87 Figure 3.4. Coefficients de réflexion simulé et mesuré de la source focale. ... 87 Figure 3.5. Paramètres du modèle 3D pour la simulation électromagnétique de la cellule élémentaire. (a) paramètres S ; (b) diagramme de rayonnement Tx ; (c) diagramme de rayonnement Rx. ... 88 Figure 3.6. 𝐶𝑠𝑚𝑎𝑥/𝜆0 et 𝜃𝑚𝑎𝑥 en fonction du rapport focal F/D pour un réseau circulaire. ... 89 Figure 3.7. Géométrie et empilement de la cellule élémentaire à polarisation linéaire avec via central. ... 91 Figure 3.8. Modules des paramètres S des cellules élémentaires 0° (en noir) et 180° (en rouge) avec vias centraux, fonctionnant en polarisation linéaire. Traits pleins 𝑆21𝑦 − 𝑦et 𝑆11𝑦 − 𝑦, traits discontinus 𝑆22𝑦 − 𝑦. ... 91 Figure 3.9. Phases du paramètre 𝑆21𝑦 − 𝑦 des cellules élémentaires 0° et 180° avec vias centraux, fonctionnant en polarisation linéaire. ... 92 Figure 3.10. Modules des coefficients de réflexion et transmission des huit cellules élémentaires en polarisation linéaire avec vias centraux, en considérant une polarisation circulaire rayonnée. ... 93 Figure 3.11. Phases du paramètre de transmission 𝑆21𝐿𝐻𝐶𝑃 𝑦 des huit cellules élémentaires en polarisation linéaire avec vias centraux, en considérant une polarisation circulaire rayonnée. ... 93 Figure 3.12. Diagrammes de rayonnement des cellules élémentaires. (a) plan E ; (b) plan H. traits pleins : polarisation principale, traits discontinus : polarisation croisée. ... 94 Figure 3.13. Performances théoriques de l’antenne 1 en fonction de 𝐹/𝐷 à 60 GHz. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) pertes par apodisation, par débordement et pertes diélectriques ; (c) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (d) gain. ... 95 Figure 3.14. Distribution optimale des cellules (0° et 180°) de l’antenne 1 à 60 GHz pour F/D = 0,4. ... 96 Figure 3.15. Performances théoriques de l’antenne 1 en fonction de la fréquence pour F/D = 0,4. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) pertes par apodisation, par débordement et pertes diélectriques ; (c) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (d) gain. ... 97 Figure 3.16. Photos du prototype assemblé de l’antenne 1. ... 98 Figure 3.17. Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés de l’antenne 1 à 60 GHz. (a) plan H ; (b) plan E. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus. ... 98 Figure 3.18. Performances simulées et mesurées de l’antenne 1 en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe en polarisation principale. ... 100 Figure 3.19. Performances théoriques de l’antenne 2 en fonction de 𝐹/𝐷 à 60 GHz. (a) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (b) gain. ... 101 Figure 3.20. Distribution optimale des cellules de l’antenne 2 à 60 GHz pour F/D = 0,4. ... 102

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Figure 3.21. Evolution des performances analytiques de l’antenne 2 en fonction de la fréquence pour un F/D de 0,4. (a) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (b) gain. ... 102 Figure 3.22. Prototype de l’antenne 2. ... 103 Figure 3.23. Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés de l’antenne 2 à 60 GHz. (a) plan φ=0° ; (b) plan φ=90°. LHCP en traits pleins, RHCP en traits discontinus. ... 103 Figure 3.24. Performances simulées et mesurées de l’antenne 2 en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe en LHCP. ... 104 Figure 3.25. Rapport axial simulé et mesuré de l’antenne 2 en fonction de la fréquence. ... 104 Figure 3.26. Géométrie des trois types de cellules sans vias à polarisation linéaire. ... 105 Figure 3.27. Coefficient de transmission (𝑆21𝑦 − 𝑦) des huit cellules élémentaires à polarisation linéaire sans vias. ... 106 Figure 3.28. Phases de transmission (𝑆21𝑦 − 𝑦) des huit cellules élémentaires à polarisation linéaire sans vias. ... 107 Figure 3.29. Evolution des performances de l’antenne 3 simulée analytiquement en fonction de 𝐹/𝐷 à 61,5 GHz. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (c) gain. ... 108 Figure 3.30. Distribution optimale des cellules de l’antenne 3 à 61,5 GHz pour F/D = 0,4. ... 109 Figure 3.31. Performances de l’antenne 3 simulée analytiquement en fonction de la fréquence pour

F/D = 0,4. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) pertes par apodisation, par débordement et pertes

diélectriques ; (c) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (d) gain. ... 110 Figure 3.32. Photo du prototype assemblé de l’antenne 3. ... 111 Figure 3.33. Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés de l’antenne 3 à 61,5 GHz. (a) plan H ; (b) plan E. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus... 111 Figure 3.34. Performances simulées (simulations analytique et électromagnétique) et mesurées de l’antenne 3 en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe en polarisation principale. ... 112 Figure 3.35. Géométrie et empilement de la cellule élémentaire à polarisation circulaire. ... 113 Figure 3.36. Phases de transmission (𝑆21𝐿𝐻𝐶𝑃 − 𝑦) des huit cellules à polarisation circulaire. . 113 Figure 3.37. Coefficients de transmission (𝑆21𝐿𝐻𝐶𝑃 − 𝑦) et de réflexion (𝑆11𝑦 − 𝑦) des huit cellules à polarisation circulaire. ... 114 Figure 3.38. Rapport axial de la cellule 000 à polarisation circulaire. ... 114 Figure 3.39. Performances théoriques de l’antenne 4 en fonction de 𝐹/𝐷 à 60 GHz. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (c) gain. ... 115 Figure 3.40. Distribution optimale des cellules de l’antenne 4 à 60 GHz pour F/D = 0,4. ... 116 Figure 3.41. Performances théoriques de l’antenne 4 en fonction de la fréquence pour F/D = 0,4 (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (c) gain. ... 116 Figure 3.42. Photo du prototype assemblé de l’antenne 4. ... 117 Figure 3.43. Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés de l’antenne 4 à 60 GHz. (a) plan φ = 0° ; (b) plan φ = 90°. LHCP en traits pleins, RHCP en traits discontinus. ... 118 Figure 3.44. Performances simulées et mesurées de l’antenne 4 en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe en LHCP. ... 118

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Figure 3.45. Rapport axial simulé et mesuré de l’antenne 4. ... 119 Figure 4.1. Géométrie du résonateur en V avec ψ = -45°. ... 124 Figure 4.2. Géométrie du résonateur en V symétrique par rapport à l’axe Ox. ... 125 Figure 4.3. Modules des paramètres de transmission du résonateur en V en fonction de la fréquence avec ψ = 0°. ... 125 Figure 4.4. Cartographies des courants de surface du résonateur en V. (a) mode asymétrique excité par une onde en polarisation 𝑚 (parallèle à l’axe Oy) observé à la résonance à 196 GHz ; (b) mode symétrique excité par une onde en polarisation 𝑝 (parallèle à l’axe Ox) observé à la résonance à 450 GHz. ... 126 Figure 4.5. Coefficients de transmission à 300 GHz du résonateur en V avec ψ = -45° (bleu) et ψ = 45° (rouge) pour 𝑙 variant de 150 à 355 µm, 𝜃 de 15° à 90° et w fixé à 55 µm. (a) coefficient de transmission croisé 𝑆21𝑚𝑝 ; (b) coefficient de transmission direct 𝑆21𝑝𝑝. ... 127 Figure 4.6. Décomposition vectorielle des champs électriques incidents et résultant du résonateur (a) ψ = -45°, (b) ψ = 45°. ... 128 Figure 4.7. Géométrie du résonateur en arc de cercle avec une ouverture θ, incliné à ψ = -45° de l’axe Ox. ... 128 Figure 4.8. Modules des paramètres de transmission du résonateur en arc de cercle en fonction de la fréquence avec ψ = 0°. ... 129 Figure 4.9. Cartographies des courants de surface du résonateur en arc de cercle avec ψ = 0°. (a) premier mode asymétrique excité par une onde en polarisation 𝑚 observé à la résonance à 120 GHz ; (b) mode symétrique excité par une onde en polarisation 𝑝 observé à la résonance à 294 GHz ; (c) deuxième mode asymétrique excité par une onde en polarisation 𝑚 observé à la résonance à 374 GHz. ... 129 Figure 4.10. Coefficients de transmission à 300 GHz du résonateur en arc de cercle avec ψ = -45° (bleu) et 45° (rouge) pour R variant de 100 à 140 µm, 𝜃 de 20° à 90° et w est fixé à 55 µm. (a) coefficient de transmission croisé 𝑆21𝑚𝑝 ; (b) coefficient de transmission direct 𝑆21𝑝𝑝. ... 130 Figure 4.11. Cellule élémentaire à trois couches métalliques composée de deux grilles 1 et 2, polarisées orthogonalement l’une par rapport à l’autre, et d’un résonateur en arc de cercle sur la couche médiane. ... 133 Figure 4.12. Graphe de fluence décrivant le fonctionnement des cellules élémentaires à trois couches. ... 133 Figure 4.13. Comparaison entre la simulation analytique et la simulation électromagnétique complète de la transmission des cellules élémentaires avec wG = w = gG = 55 µm. (a) module de 𝑆21𝑚𝑝 pour θ = 70° et R = 120 µm ; (b) phase de 𝑆21𝑚𝑝 pour 𝜃 = 70° et R = 120 µm ; (c) module de 𝑆21𝑚𝑝 pour θ = 40° et R = 135 µm ; (d) phase de 𝑆21𝑚𝑝 pour θ = 40° et R = 135 µm. Simulation électromagnétique : traits pleins ; simulation analytique : traits discontinus. ... 135 Figure 4.14. Coefficients de transmission analytiques 𝑆21𝑚𝑝 à 300 GHz de la cellule élémentaire pour R variant de 100 à 140 µm, θ de 20° à 90° et wG = w= gG = 55 µm, 𝜀𝑟0 = 𝜀𝑟1 = 3 et tan𝛿0 = tan𝛿1 = 0,0017. (a) 𝑑1 = 𝑑2 = 𝜆/8 ; (b) 𝑑1 = 𝑑2 = 𝜆/4 ; (c) 𝑑1 = 𝑑2 = 3𝜆/8 ; (d) 𝑑1 = 𝑑2 = 𝜆/2 ; (e) 𝑑1 = 𝑑2 = 3𝜆/4 ; (f) 𝑑1 = 𝑑2 = 𝜆. Cercles pleins : 𝑆21𝑚𝑝 > 0,9 ; cercles vides : 𝑆21𝑚𝑝 ≤ 0,9. En bleu : ψ = -45° ; en rouge : ψ = 45°. ... 136 Figure 4.15. Empilement de la cellule élémentaire conçue en bande D et H. ... 138

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Figure 4.16. Vue 3D éclatée de la cellule élémentaire à trois couches métalliques sur un noyau diélectrique, composée de deux grilles 1 et 2 polarisées orthogonalement respectivement selon 𝑝 (𝑥) et 𝑚 (𝑦), et d’un résonateur en arc de cercle sur la couche médiane. ... 138 Figure 4.17. Coefficients de transmission analytiques 𝑆21𝑚𝑝 à 300 GHz de la cellule élémentaire à résonateur en arc de cercle sur l’empilement de la Figure 4.15 pour R variant de 100 à 140 µm d’un pas de 5 µm, θ de 20° à 90° d’un pas de 5°, wG = w= gG = 55 µm, 𝜀𝑟0 = 𝜀𝑟1 = 3 et tan𝛿0 = tan𝛿1 = 0,0017. Cercles pleins : 𝑆21𝑝𝑚 > 0,9 ; cercles vides : 𝑆21𝑝𝑚 ≤ 0,9. En bleu : ψ = -45° ; en rouge : ψ = 45° ; étoiles en noir : coefficients des 8 cellules sélectionnées. ... 139 Figure 4.18. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules A0 fonctionnant en bande H. (a) modules ; (b) phases. ... 140 Figure 4.19. Trois type de résonateurs utilisés pour la conception du groupe de cellules B0. ... 141 Figure 4.20. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules B0 fonctionnant en bande H. (a) modules ; (b) phases. ... 142 Figure 4.21. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules A0 en bande H pour sept cas d’études : cas 0 : 𝜀𝑟 = 3, tan𝛿 = 0,0017 et 𝑑 = 127 µm ; cas 1 : 𝜀𝑟 = 2,7, tan𝛿 = 0,0017 et 𝑑 = 127 µm ; cas 2 : 𝜀𝑟 = 3,3, tan𝛿 = 0,0017 et 𝑑 = 127 µm ; cas 3 : 𝜀𝑟 = 3, tan𝛿 = 0,006 et 𝑑 = 127 µm ; cas 4 : 𝜀𝑟 = 3, tan𝛿 = 0,01 et 𝑑 = 127 µm ; cas 5 : 𝜀𝑟 = 3, tan𝛿 = 0,0017 et 𝑑 = 114 µm ; cas 6 : 𝜀𝑟 = 3, tan𝛿 = 0,0017 et 𝑑 = 139 µm. (a) modules ; (b) erreurs de déphasage. ... 144 Figure 4.22. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules A0 en bande H pour sept cas d’études : cas 0 : Δθ = 0° ; Δw = 0 µm ; cas 1 : Δθ = 0° ; Δw = -10 µm ; cas 2 : Δθ = 5° ; Δw = 0 µm ; cas 3 : Δθ = 5° ; Δw = -10 µm ; cas 4 : Δθ = 0° ; Δw = 10 µm ; cas 5 : Δθ = -5° ; Δw = 0 µm ; cas 6 : Δθ = -5° ; Δw = 10 µm. (a) modules ; (b) erreurs de déphasage. .. 146 Figure 4.23. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules A2 et B2 en bande D. (a) A2 modules ; (b) B2 modules ; (c) A2 phases ; (d) B2 phases. ... 148 Figure 4.24. Réponses fréquentielles des coefficients de transmission 𝑆21𝑚𝑝 des cellules A1 et B1 en bande D. (a) A1 modules ; (b) B1 modules ; (c) A1 phases ; (d) B1 phases. ... 150 Figure 5.1. Vue en coupe de l’empilement utilisé pour les sources focales intégrées sur substrat diélectrique en bandes D et H. ... 154 Figure 5.2. Diagrammes de rayonnement simulés des sources focales en bandes D et H. (a) bande D (140 GHz) ; (b) bande H (300 GHz). Polarisation principale en traits pleins ; polarisation croisée en traits discontinus. ... 154 Figure 5.3. Coefficient de réflexion et gain dans l’axe simulé des sources focales en bandes D et H en fonction de la fréquence. (a) bande D ; (b) bande H. Traits pleins : polarisation principale ; traits discontinus : polarisation croisée. ... 155 Figure 5.4. Vue 3D de la structure des antennes à réseau transmetteur intégré sur substrat diélectrique fonctionnant en bandes D et H. ... 156 Figure 5.5. Evolution du rendement d’ouverture et du gain à 140 GHz en fonction de la distance focale pour quatre antennes à réseaux transmetteur de dimensions 13×13, 14×14, 15×15 et 16×16 cellules élémentaires (cellules B1). ... 157 Figure 5.6. Empilement des antennes à réseau transmetteur en bandes D et H. ... 158 Figure 5.7. Distribution optimale des cellules pour l’antenne B1 à 140 GHz avec F/D = 0,33. .... 158

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Figure 5.8. Simulation par le modèle analytique des performances de l’antenne B1 en fonction de la fréquence pour un F/D de 0,33. (a) pertes d’insertion et de réflexion ; (b) pertes par apodisation, par débordement et pertes diélectriques ; (c) efficacité d’ouverture et efficacité totale ; (d) gain. ... 159 Figure 5.9. Prototype de l’antenne en bande D. (a) vue de la surface supérieure ; (b) vue de dessous ; (c) exemples de motifs similaires à ceux présent sur la couche M4 des antennes A1 (à gauche) et B2 (à droite), gravés sur la couche M6 pour évaluer la finesse de la gravure. ... 160 Figure 5.10. Photographies des motifs en bande D. (a) constellation de motifs du réseau d’antenne A2 ; (b) constellation de motifs du réseau d’antenne B2 ; (c) résonateur de la cellule 045 du modèle A2 ; (d) résonateur de la cellule 000 du modèle B2 ; (e) résonateur de la cellule 045 du modèle B2. ... 161 Figure 5.11. Système de mesure du diagramme de rayonnement de l’antenne en bande D avec son support mécanique. ... 162 Figure 5.12. Performances simulées avec l’empilement original (Figure 5.6) et mesurées de l’antenne B1 en fonction de la fréquence. (a) coefficients de réflexion ; (b) gain dans l’axe. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus... 163 Figure 5.13. Montage de la caractérisation de la permittivité et de la tangente de perte d’un échantillon de diélectrique à 300 GHz. ... 164 Figure 5.14. Comparaison entre les paramètres de transmission obtenus en mesure et par calcul pour 𝜀𝑟0 = 2,85 et tan𝛿0 = 0,01 sur un échantillon de 10,6×10,6×4,3 mm3_{. (a) modules et (b) phases} des coefficients de transmission. ... 165 Figure 5.15. Performances mesurées et simulées (rétro-simulations analytique et électromagnétique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=3,91 mm) de l’antenne B1 en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe. Traits pleins : polarisation principale ; traits discontinus : polarisation croisée. ... 166 Figure 5.16. Evolution des performances analytiques de l’antenne B1 en fonction de la fréquence pour cinq cas d’étude : cas 1 (cas considéré en conception) 𝜀𝑟0 = 3, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,49 𝑚𝑚 ; cas 2 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,49 𝑚𝑚 ; cas 3 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 3,49 𝑚𝑚 ; cas 4 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,91 𝑚𝑚 et cas 5 (cas considéré en rétro-simulation) 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 3,49 𝑚𝑚. (a) pertes par débordement ; (b) pertes par apodisation ; (c) pertes diélectriques ; (d) pertes par quantification de phase ; (e) efficacité d’ouverture ; (f) gain ... 169 Figure 5.17. Diagrammes de rayonnement simulés (simulation analytique et simulation électromagnétique, pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=3,91 mm) et mesurés de l’Antenne B1 à 140 et 150 GHz. (a) plan E à 150 GHz ; (b) plan H à 150 GHz ; (c) plan E à 140 GHz ; (d) plan H à 140 GHz. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus. ... 171 Figure 5.18. Performances mesurées des antennes A1, A2, B1 et B2 en fonction de la fréquence. (a) coefficients de réflexion ; (b) gains maximaux. Traits pleins : polarisation principale ; traits discontinus : polarisation croisée. ... 172 Figure 5.19. Performances mesurées et simulées (simulation analytique et simulation électromagnétique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=3,91 mm) des antennes A1, A2 et B2. (a) coefficient de réflexion de l’antenne A1 ; (b) gain dans l’axe de l’antenne A1 ; (c) coefficient de réflexion de l’antenne A2 ; (d) gain dans l’axe de l’antenne A2 ; (e) coefficient de réflexion de l’antenne B2 ; (f) gain dans l’axe de l’antenne B2. Traits pleins : polarisation principale ; traits discontinus : polarisation croisée. ... 174

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Figure 5.20. Diagrammes de rayonnement mesurés et simulés (simulation analytique et simulation électromagnétique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=3,91 mm) des antennes A1, A2 et B2. (a) plan E de l’antenne A1 à 148 GHz ; (b) plan H de l’antenne A1 à 148 GHz ; (c) plan E de l’antenne A2 à 148 GHz ; (d) plan H de l’antenne A2 à 148 GHz ; (e) plan E de l’antenne B2 à 150 GHz ; (f) plan H de l’antenne B2 à 150 GHz. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus. ... 175 Figure 5.21. Evolution à 300 GHz des rendements d’ouverture et des gains pour les antennes de 20×20 et 32×32 éléments en fonction de la distance focale. ... 177 Figure 5.22. Distributions optimales des cellules à 300 GHz pour une distance focale de 3,75 mm. (a) antenne de 20×20 éléments; (b) antenne de 32×32 éléments ... 177 Figure 5.23. Photos des prototypes d’antennes en bande H. (a) antenne 20×20 éléments ; (b) antenne 32×32 éléments ; (c) vue de dessous des antennes ; (d) exemples de motifs similaires à ceux présents sur la couche M5, gravés sur la couche M6 pour évaluer la finesse de la gravure. ... 178 Figure 5.24. Photographies prises au microscope des motifs en bande H. (a) constellation des motifs réseau d’antenne A0; (b) résonateur de la cellule 045 du modèle B0 ; (c) résonateur de la cellule 090 du modèle B0 ; (d) résonateur de la cellule 045 du modèle A0 ; (e) résonateur de la cellule 000 du modèle A0. ... 179 Figure 5.25. Evolution des performances analytiques de l’antenne A0 de 32×32 éléments en fonction de la fréquence pour cinq cas d’étude : cas 1 (cas considéré en conception) 𝜀𝑟0 = 3, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 2 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 3 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 4 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 4,2 𝑚𝑚 et cas 5 (cas considéré en rétro-simulation) 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 4,2 𝑚𝑚. (a) pertes par débordement ; (b) pertes par apodisation ; (c) pertes diélectriques ; (d) pertes par quantification de phase ; (e) efficacité d’ouverture ; (f) gain. ... 182 Figure 5.26. Evolution des performances analytiques de l’antenne A0 de 20×20 éléments en fonction de la fréquence pour cinq cas d’étude : cas 1 (cas considéré en conception) : 𝜀𝑟0 = 3, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 2 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 3 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 3,75 𝑚𝑚 ; cas 4 : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,0017 et 𝐹 = 4,2 𝑚𝑚 et cas 5 (cas considéré en rétro-simulation) : 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et 𝐹 = 4,2 𝑚𝑚. (a) pertes par débordement ; (b) pertes par apodisation ; (c) pertes diélectriques ; (d) pertes par quantification de phase ; (e) efficacité d’ouverture ; (f) gain. ... 184 Figure 5.27. Performances mesurées et simulées (rétro-simulations analytique et électromagnétique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=4,2 mm) de l’antenne A0 de 20×20 éléments en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe. Traits pleins : polarisation principale ; traits discontinus : polarisation croisée. ... 186 Figure 5.28. Performances mesurées et simulées (rétro-simulation analytique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=4,2 mm) de l’antenne A0 de 32×32 éléments en fonction de la fréquence. (a) coefficient de réflexion ; (b) gain dans l’axe. ... 188 Figure 5.29. Diagrammes de rayonnement simulés (simulation analytique et simulation électromagnétique pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=4,2 mm) et mesurés de l’antenne A0 de 20×20 éléments à 298 et 350 GHz. (a) plan E à 350 GHz ; (b) plan H à 350 GHz ; (c) plan E à 298 GHz ; (d) plan H à 298 GHz. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus... 190 Figure 5.30. Diagrammes de rayonnement simulés analytiquement pour 𝜀𝑟0 = 2,85, tan𝛿0 = 0,01 et F=4,2 mm et mesurés pour l’antenne A0 de 32×32 éléments à 308 et 332 GHz. (a) plan E à

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332 GHz ; (b) plan H à 332 GHz ; (c) plan E à 308 GHz ; (d) plan H à 308 GHz. Polarisation principale en traits pleins, polarisation croisée en traits discontinus... 191 Figure 5.31. Performances mesurées des antennes A0 et B0 en fonction de la fréquence. (a) coefficients de réflexion ; (b) gains dans l’axe... 192 Figure 5.32. Gains d’antennes atteignables pour cinq valeurs de tan𝛿0 : 1e-4, 1e-3,3e-3,6e-3et1e-2 et pour différentes tailles de réseau à 140 et 300 GHz avec : 𝜀𝑟0 = 2,85 et 0,33<F/D <0,41. (a) 140 GHz ; (b) 300 GHz. ... 194

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Liste des tableaux

Tableau 1.1. Paramètres typiques d’émetteurs-récepteurs en technologie CMOS pour atteindre un débit de 4 Gbps à 60, 140 et 300 GHz. ... 19 Tableau 1.2. Synthèse des résultats expérimentaux démontrés par les prototypes de lentilles de Fresnel fabriqués en impression 3D [90]. ... 37 Tableau 1.3. Comparaison des performances des réseaux transmetteurs fonctionnant en bandes millimétriques. ... 55 Tableau 2.1 Dimension et nombre de cellules élémentaires réparties sur le diamètre du réseau en fonction de la permittivité relative. ... 72 Tableau 2.2 Résumé des performances de l’antenne pour différentes valeurs de tan𝛿. ... 78 Tableau 3.1. Dimensions de la cellule élémentaire à polarisation linéaire avec via central... 91 Tableau 3.2. Bilan de puissance de l’antenne 1 et de l’antenne 2. ... 104 Tableau 3.3. Dimensions (en mm) des cellules élémentaires sans vias. ... 106 Tableau 3.4. Performances des cellules élémentaires sans vias. ... 107 Tableau 3.5. Bilan de puissance de l’antenne 3. ... 112 Tableau 3.6. Bilan de puissance de l’antenne 4. ... 119 Tableau 4.1. Dimensions des cellules élémentaires A0 en bande H (w = wG =gG = 55 µm). ... 139 Tableau 4.2. Performances des cellules élémentaires A0... 141 Tableau 4.3. Dimensions des cellules élémentaires B0 en bande H (w = 60 µm, wG =gG = 55 µm). ... 141 Tableau 4.4. Performances des cellules élémentaires B0. ... 142 Tableau 4.5. Dimensions des cellules A2 et B2 en bande D (wG = gG = 58 µm)... 147 Tableau 4.6. Performances des cellules A2 et B2 en bande D. ... 148 Tableau 4.7. Dimensions des cellules A1 et B1 en bande D (gG =133 µm, wG =w= 100 µm). ... 149 Tableau 4.8. Performances des cellules A1 et B1 en bande D. ... 149 Tableau 5.1. Comparaison des dimensions mesurées et conçues de quelques motifs en bande D. 161 Tableau 5.2. Bilan de puissance de l’antenne B1. ... 168 Tableau 5.3. Comparaison des dimensions mesurées et originales de quelques motifs en bande H. ... 179 Tableau 5.4. Bilan de puissance des antennes A0. ... 187 Tableau 5.5. Rapport focal moyen F/D pour chaque taille de réseau, à 140 et 300 GHz, en fonction de la tangente de perte du noyau diélectrique tan𝛿0. ... 194

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Introduction générale

Depuis quelques années, l’exploitation des bandes de fréquences millimétriques fait partie des sujets de recherche couramment étudiés dans le domaine de l’électronique. Les fréquences millimétriques arrivent comme solution évidente à l’augmentation exponentielle des demandes de débits pour les communications sans fil grâce aux larges bandes passantes disponibles à ces fréquences.

Le développement significatif des technologies des circuits intégrés telles que les technologies CMOS et BiCMOS a permis la conception de circuits radiofréquences avec des performances et des coûts intéressants. De même, dans ces bandes de fréquences, des antennes présentant des gains importants et des faisceaux directifs peuvent être conçues avec des dimensions raisonnables. Ces deux facteurs ont grandement participé à l’émergence de plusieurs applications de communications sans fil en bandes millimétriques telles que les communications courtes distances à très haut débit, les réseaux 5G et la télévision à très haute définition.

Toutefois, plusieurs défis sont soulevés quant à l’association des circuits intégrés avec les antennes dans les applications de transmission sans fil aux fréquences millimétriques. Les pertes constituent une des principales difficultés rencontrées dans ces bandes de fréquences. Du côté de la chaine Tx, elles contraignent à utiliser des amplificateurs à très forte puissance pour maintenir un niveau de puissance d’émission suffisant et assurer le débit souhaité. Cependant, les difficultés de réalisation de tels amplificateurs sont très importantes dans ces bandes de fréquences, d’autant plus lorsque des niveaux de linéarité élevés sont requis. Du côté de la chaine Rx, le niveau de bruit des circuits et les pertes entre l’antenne et l’amplificateur d’entrée limitent sensiblement le facteur de bruit du récepteur. Afin de minimiser ces pertes, plusieurs techniques doivent être conjointement considérées. Parmi elles, la minimisation de la distance entre l’antenne et les circuits intégrés, la réduction des pertes d’interconnexions et l’augmentation de l’efficacité de l’antenne. Les architectures d’antennes intégrées sur circuit (Antenna-on-Chip, AoC) et d’antennes intégrées en boîtier (Antenna-in-Package, AiP) permettent de réaliser des compromis entre ces différentes options. Elles permettent également de réduire le volume du module front-end et son coût de fabrication.

Les AoC et AiP présentent des gains de quelques décibels aux fréquences millimétriques, ce qui est insuffisant pour la plupart des applications ciblées. Afin d’augmenter le gain de ces antennes, plusieurs architectures ont été proposées dans la

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littérature. Parmi elles, celles associant les antennes intégrées avec des lentilles permettent d’atteindre des gains très élevés sur une large bande de fréquence. Néanmoins, ce type d’architecture présente quelques inconvénients, comme l’encombrement qui est principalement lié à la hauteur de la lentille. La mécanique de fixation de la lentille au module rend son assemblage complexe et engendre des erreurs d’alignement d’une part, et augmente le coût de production du module complet d’autre part. Le coût de fabrication de la lentille peut également être important, notamment si des technologies de micro-usinage sont utilisées pour garantir des tolérances élevées.

L’objectif de cette thèse est donc de proposer une solution d’antenne directive fonctionnant dans les bandes millimétriques et submillimétriques (jusqu’à 350 GHz), fabriquée à l’aide d’une technologie bas coût, pouvant être facilement intégrée avec un RFIC (circuit actif générant ou traitant des signaux RF ou millimétrique) et assemblée dans un module front-end compatible avec la production de masse. La solution visée dans le cadre de cette thèse consiste à associer une AiP gravée au plus près d’un RFIC à une lentille plane appelée réseau transmetteur, au sein d’un seul module monolithique, pouvant être fabriqué avec un seul procédé PCB. Cette solution vise à combiner les avantages des AiP, qui sont l’efficacité de rayonnement élevée et la large bande passante, avec ceux des réseau transmetteurs, qui sont la planéité, la compacité et le faible coût de fabrication. Elle vise également, grâce à cette architecture monolithique, à s’affranchir des inconvénients d’une AiP de fort gain, qui sont liés principalement aux pertes dans le réseau de distribution, et ceux des réseau transmetteurs, qui sont principalement liés aux erreurs d’alignement avec la source focale et aux difficultés d’assemblage avec le module.

Ce mémoire de thèse s’articule autour de cinq chapitres :

Le premier chapitre est consacré à la présentation d’un état de l’art sur les antennes intégrées et les antennes directives aux fréquences millimétriques (au-delà de 60 GHz). Tout d’abord, un court rappel des besoins en gain d’antenne pour les communications sans fils à ces fréquences est proposé. Ensuite, les technologies AoC et AiP ainsi que leur association avec des lentilles de grandes tailles sont présentées. Finalement, un état de l’art synthétisé en quatre familles de lentilles conçues dans les bandes millimétriques, que sont les lentilles diélectriques, les lentilles de Fresnel, les lentilles RLSA et les réseaux transmetteurs, est présenté.

Dans le deuxième chapitre, un exemple de schéma d’intégration d’un module front-end associant une antenne intégrée en boîtier et un réseau transmetteur est présenté. Il permet de concevoir et fabriquer sur un empilement unique et avec un seul procédé technologique, le

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réseau transmetteur, la source focale et l’interface avec les circuits intégrés. Un modèle d’analyse et de simulation des performances de cette antenne à réseau transmetteur est étudié dans ce chapitre. Les caractéristiques et les limites de cette antenne y sont également discutées.

Le troisième chapitre, présente la conception, la simulation et la caractérisation expérimentale de quatre prototypes d’antennes à réseau transmetteur montés sur un noyau diélectrique et fonctionnant en bande V. Ces prototypes ont pour but de valider expérimentalement l’architecture d’antenne à réseau transmetteur intégré sur substrat diélectrique ainsi que l’outil de synthèse développé. L’épaisseur des prototypes en bande V ne permettant pas leur fabrication sur un empilement PCB unique, un assemblage mécanique a été choisi pour assembler la source focale et le réseau transmetteur autour un noyau diélectrique séparé.

Le quatrième chapitre, présente l’analyse, la conception et la simulation des cellules élémentaires fonctionnant en bandes D et H. Ces cellules, réalisées sur trois couches métalliques, sont composées d’un résonateur et de deux grilles polarisantes formant une cavité de Fabry-Perot. Ces cellules ont été choisies, dans ces bandes de fréquences, pour leur compatibilité avec les contraintes et tolérances de fabrication des technologies PCB. Un modèle analytique permettant un calcul rapide des performances des cellules ainsi que leur optimisation en fonction des caractéristiques diélectriques, des épaisseurs des substrats et des dimensions des grilles et des résonateurs est également présenté.

Dans le cinquième chapitre, des antennes à réseau transmetteur intégré sur substrat diélectrique fonctionnant dans les bandes D et H et conçues à partir des cellules présentées dans le quatrième chapitre sont étudiées. Les impacts des erreurs liées aux caractéristiques diélectriques et aux épaisseurs d’empilement sur les performances en rayonnement des antennes sont également étudiés pour les deux bandes. Des prototypes de dimensions 20×20×4,52 mm3 fabriqués sur un seul empilement PCB sont présentés. Les résultats des caractérisations expérimentales de ces prototypes dans la bande D et les bandes H et Y sont également présentés.

Enfin, une conclusion générale synthétisant l’ensemble des résultats obtenus dans le cadre de cette thèse et les perspectives proposées, est présentée à la fin de ce mémoire.

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1 Etat de l’art sur les antennes intégrées et les antennes

directives aux fréquences millimétriques

1.1 Introduction

Les récents développements des technologies des circuits intégrés et des procédés d’assemblage et d’intégration ont permis l’émergence de plusieurs applications dans les bandes millimétriques [1, 2]. Parmi elles, les communications point à point à très haut débit [3, 4], les réseaux 5G [5–7] communications courtes distances telles que les réseaux WLAN [8], la télévision à haute définition (HDTV) et ultra haute définition (UHDTV) [9, 10], et les interconnexions sans fil à haut débit [11, 12]. Les performances démontrées par ces technologies, notamment les bandes passantes élevées, le fort niveau d’intégration et la réduction du coût, permettent également d’envisager les futurs réseaux de communications tels que les réseaux au-delà de la 5G et de la 6G [13, 14].

Outre les communications sans fil, plusieurs autres applications ont émergé dans le spectre des ondes millimétriques, telles que les radars automobiles à 77 GHz [15, 16], les radars de détection [17, 18] et l’imagerie pour la sécurité et la surveillance [19, 20].

Le spectre des ondes millimétriques est divisé en plusieurs bandes, les principales étant la bande V (40 – 75 GHz), la bande E (60 – 90 GHz), la bande D (110 – 170 GHz) et la bande H (220 – 325 GHz). La bande H peut également être considérée comme faisant partie des bandes submillimétriques ou térahertz [21]. Dans cette thèse, un intérêt particulier est accordé aux applications de communications sans fil fonctionnant dans les bandes V, D et H.

Dans ce chapitre, un court état de l’art sur les antennes intégrées et les antennes directives aux fréquences millimétriques est présenté. D’abord, un exemple de liaison sans fil à 60, 140 et 300 GHz est décrit pour illustrer les besoins en gain d’antenne à ces fréquences. Ensuite, une brève présentation des antennes intégrées sur circuit et en boîtier ainsi que les techniques d’amélioration de leur efficacité est donnée. Finalement, un état de l’art des lentilles directives conçues dans les bandes millimétriques est présenté.

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1.2 Bilan de liaison d’une communication sans fil aux fréquences

millimétriques

L’un des paramètres importants de l’élaboration d’une liaison sans fil aux fréquences millimétriques entre deux antennes Tx et Rx est l’affaiblissement en espace libre (𝐴𝐸𝐿). La puissance 𝑃_𝑅𝑋 reçue par l’antenne Rx est définie par l’équation de FRIIS [22] (Eq. 1.1) (également appelée équation des télécommunications) :

𝑃_𝑅𝑋 = 𝑃_𝑇𝑋𝐺_𝑇𝑋𝐺_𝑅𝑋(𝜆0

4𝜋𝑅) 2

(Eq. 1.1)

Avec 𝑃_𝑇𝑋 la puissance d’émission, 𝜆₀ la longueur d’onde en l’espace libre, 𝐺𝑇𝑋, 𝐺𝑅𝑋 respectivement les gains des antennes Tx et Rx et 𝑅 la distance séparant les deux

antennes. L’affaiblissement en espace libre est défini en (Eq. 1.2) : 𝐴𝐸𝐿 = −10log₁₀(𝜆0

4𝜋𝑅) 2

(Eq. 1.2)

Pour quantifier l’importance de ce terme aux fréquences millimétriques, l’AEL est tracé en Figure 1.1 pour trois fréquences typiques (60, 140 et 300 GHz) et pour des distances allant du millimètre à la centaine de mètres. Par exemple, à 10 cm de distance, l’AEL est égal à 48 dB à 60 GHz, 55 dB à 140 GHz et 62 dB à 300 GHz. A 1 m de distance, l’AEL est 20 dB plus élevé, et à 10 m il est 40 dB plus élevé.

Figure 1.1. Affaiblissement en espace libre en fonction de la distance à 60, 140 et 300GHz (abscisse représentée en echelle logarithmique).

Le niveau de puissance d’émission 𝑃𝑇𝑋 étant limité par les normes de communications

et la puissance de réception 𝑃_𝑅𝑋 étant également conditionnée par la sensibilité du récepteur, la principale variable d’ajustement permettant d’assurer une liaison sans fil est le gain des antennes.

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Le Tableau 1.1 décrit des valeurs typiques de puissances d’émission, de sensibilités des récepteurs et de SNR pour des émetteurs-récepteurs (ou transceivers) en technologie CMOS pour la réalisation d’une communication avec un débit de 4 Gbps à 60, 140 et 300 GHz. Afin de quantifier le gain d’antenne requis à chaque fréquence pour assurer cette liaison pour différentes portées, l’équation (Eq. 1.1) est utilisée en considérant des antennes identiques du côté Tx et du côté Rx (𝐺 = 𝐺_𝑇𝑋 = 𝐺_𝑅𝑋).

Tableau 1.1. Paramètres typiques d’émetteurs-récepteurs en technologie CMOS pour atteindre un débit de 4 Gbps à 60, 140 et 300 GHz.

Fréquence Puissance d’émission Sensibilité du récepteur SNR

60 GHz 10 dBm -47,7 dBm 18 dB

140 GHz 2 dBm -41,7 dBm 18 dB

300 GHz -10 dBm -29,7 dBm 18 dB

Les résultats obtenus sont présentés dans la Figure 1.2(a). Pour réussir cette liaison sur une distance de 10 cm, -5 et 6 dBi de gain sont suffisants respectivement à 60 et 140 GHz, tandis que 21 dBi sont nécessaires à 300 GHz. Pour une portée de 1 m, il faut ajouter 10 dBi de gain en plus pour chaque fréquence. Ces gains d’antenne nécessaires à 140 et 300 GHz sont bien supérieurs aux gains que peuvent fournir des antennes résonantes simples, telles que les antennes patchs, les dipôles, les boucles, etc. ; pour cette raison, des antennes de grandes dimensions telles que les réseaux transmetteurs, les lentilles diélectriques, les réseaux réflecteurs, etc., seront considérées

La surface 𝑆 nécessaire à une antenne pour produire un gain 𝐺 donné peut être estimée par l’équation (Eq. 1.3) [23] :

𝑆 = 𝜆02𝐺

4𝜋𝜂𝑎

(Eq. 1.3) Avec 𝜂𝑎 le rendement d’ouverture. Etant donné les performances typiques des antennes que

nous allons considérer par la suite, une valeur moyenne de 𝜂_𝑎 = 35% est fixée pour cette étude préliminaire. A partir de l’équation (Eq. 1.3) et des gains donnés en Figure 1.2(a), les dimensions de l’antenne en fonction de la portée ont été calculées pour une antenne de forme carrée de côté 𝑎 et de surface 𝑆 = 𝑎2_{. La dimension 𝑎 nécessaire pour assurer un débit de}

4 Gbps est présentée en Figure 1.2(b) en fonction de la distance du lien. Pour une portée de 10 cm, les antennes doivent être de dimensions supérieures à 1,4 mm à 60 GHz, 2 mm à 140 GHz et 5,4 mm à 300 GHz. Pour une portée d’un mètre, les dimensions doivent dépasser 4,3mm (~λ0) à 60 GHz, 6,3 mm (~3λ0) à 140 GHz et 17,2 mm (~17λ0) à 300 GHz. Ces valeurs démontrent que des antennes de relativement grandes tailles sont nécessaires pour

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élaborer une communication sans fil avec une portée supérieure à quelques dizaines de centimètres à 140 GHz et à quelques centimètres à 300 GHz.

(a) (b)

Figure 1.2. Caractéristiques d’antennes requises en fonction de la portée (représentée en mm sur une échelle logarithmique) à trois fréquences (60, 140 et 300 GHz) pour une liaison sans fil avec un débit de 4 Gbps et un transceiver CMOS. (a) gain de l’antenne (dBi) ; (b) dimension de l’antenne carrée représentée sur une échelle logarithmique (mm).

1.3 Antennes intégrées sur circuit et en boîtier

Les antennes sont généralement considérées comme des éléments à part dans une chaine RF. Elles sont conçues séparément du reste des circuits et sont ensuite connectées aux circuits intégrés par l’intermédiaire d’interconnexions de type flip-chip ou wire-bonding par exemple. Des circuits d’adaptation sont souvent également nécessaires pour adapter l’impédance du circuit intégré à l’impédance de l’antenne (généralement 50 Ω). Ces antennes doivent être conçues grâce à des matériaux faibles pertes pour permettre des efficacités de rayonnement importantes. Néanmoins, dans les bandes millimétriques, les interconnexions et les circuits d’adaptation génèrent des pertes importantes et affectent considérablement les bilans de liaison [24]. Les antennes intégrées apportent une solution intéressante et adaptée aux fréquences millimétriques pour s’affranchir de certaines de ces contraintes.

1.3.1 Antennes intégrées sur circuit

Les antennes intégrées sur circuit (AoC, Antenna on Chip) (Figure 1.3) permettent de réduire les dimensions du module d’émission-réception en minimisant la distance entre circuit intégré radiofréquence (RFIC, Radio Frequency Integrated Circuit) et antenne tout en

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maitrisant de manière fine la conception des interconnexions sur silicium. Néanmoins, les antennes sont directement impactées par les caractéristiques diélectriques des substrats des circuits intégrés ; la forte permittivité du silicium (εr ≃ 11,9) permet une miniaturisation de l’antenne mais conduit à un confinement des champs électriques dans le substrat où l’impédance intrinsèque est plus faible que celle de l’espace libre ; de plus, la faible résistivité du silicium génère des pertes importantes et l’efficacité de rayonnement de l’antenne s’en trouve ainsi considérablement affaiblie, généralement en dessous de 10% [25, 26]. Pour finir, la surface disponible pour concevoir l’antenne sur silicium est généralement restreinte pour des raisons de coût (réseaux d’antennes inenvisageables).

Figure 1.3. Exemple de topologie avec AoC où un simple câblage de type filaire (représenté en vert) supportant uniquement des signaux basses fréquences peut être utilisé entre le circuit et le PCB.

1.3.2 Antennes intégrées en boîtier

L’intégration d’antenne en boîtier (AiP, Antenna in Package) est une autre approche dans laquelle l’antenne est conçue sur un substrat à faibles pertes et faible permittivité indépendamment des circuits intégrés comme présenté en Figure 1.4. Cette topologie permet ainsi, en échange d’un volume plus important, d’avoir des efficacités de rayonnement d’antennes qui peuvent dépasser les 75% [27–31]. Le substrat sur lequel est conçue l’antenne joue également le rôle d’un boîtier pour l’intégration des circuits intégrés (RFIC). Ces derniers sont connectés via des interconnexions de type filaire (Figure 1.4(a)) ou billes (flip-chip) (Figure 1.4(b)). L’antenne est connectée aux RFIC par une ligne de transmission RF.

(a) (b)

Figure 1.4. Exemples de topologie avec AiP. (a) interconnexion filaire ; (b) interconnexion par billes (flip-chip). En bleu : les interconnexions des signaux RF ; en vert : les interconnexions des signaux basses fréquences et continus.

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Contrairement aux AoC, la surface occupée par l’antenne n’est pas limitante du point de vue du coût du module. De petits réseaux peuvent donc être considérés. L’obtention de forts gains avec la conception de grands réseaux ne reste pas compatible avec les pertes dans les lignes de transmission à ces fréquences. L’inconvénient principal de cette architecture consiste en sa dépendance aux règles de fabrication des technologies de packaging qui peuvent être limitantes aux fréquences submillimétriques.

Afin d’intégrer l’antenne et les circuits dans un même module, un choix judicieux du substrat doit être fait en prenant en compte différents paramètres, tels que les caractéristiques électriques des matériaux (permittivité et tangente de perte du substrat, conductivité des métaux), les dimensions (surface et épaisseur du substrat et des métaux), les caractéristiques thermiques (coefficient d’expansion thermique CTE, conductivité thermique), la technologie de fabrication (finesse et précision des lignes, des espacements, des pads ; diamètres, précision et densité des vias), le coût (coût du processus de fabrication, compatibilité avec la production de masse), etc.

Parmi les technologies d’intégration en boîtier les plus utilisées en bandes millimétriques, on peut citer :

 La technologie Silicium : c’est la technologie qui offre les règles de fabrication (largeur de lignes, d’isolation, de diamètres de vias, d’épaisseurs de substrat, etc.) les plus précises et permet ainsi une forte densité d’interconnexions. Elle permet également des performances thermiques intéressantes en termes de conductivité (≈ 134 W/(m.K)) et un CTE (≈ 2,49 ppm/°C à 25°C) [32] assurant ainsi une homogénéité du CTE entre le substrat, aussi appelé interposeur, et les circuits intégrés qui sont également fabriqués en silicium.

On peut distinguer deux types de substrats silicium, le silicium faible résistivité (ρ ≃ 1 Ω.cm) et le silicium haute résistivité (ρ ≃ 103 _{Ω·cm). Le silicium faible}

résistivité est peu utilisé tel quel pour l’intégration des antennes dans les modules RF en raison des pertes élevées qu’il présente [33]. Il existe cependant des méthodes permettant de réduire ces pertes comme l’utilisation d’une forte densité de vias traversants (TSV, Through silicon vias) extrêmement fins pour distribuer les signaux au plus près des composants vers les couches de la carte PCB [34]. Cependant cela augmente le coût de fabrication de l’interposeur et fragilise le wafer [35]. Le silicium haute résistivité présente quant à lui beaucoup moins de pertes et est souvent utilisé dans l’intégration de modules RF requérant des précisions de gravure très importantes, des conductions thermiques élevées et des CTE faibles.