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Stabilisateurs de courant à transistors pour
électro-aimants de puissance moyenne (1 à 10 kW)
Michel Sauzade
To cite this version:
161
STABILISATEURS DE COURANT A TRANSISTORS
POUR ÉLECTRO-AIMANTS DE PUISSANCE MOYENNE
(1
à 10kW)
Par MICHEL
SAUZADE,
Laboratoire
d’Électronique
de la Faculté des Sciences. Boîte Postale n° 9, Fontenay-aux-Roses.Résumé. 2014 Après avoir indiqué le principe général des stabilisateurs de courant de forte puis-sance pour électro-aimants, l’auteur établit les différentes expressions permettant de calculer les
paramètres de construction. Un calcul approché du gain de la chaîne de contre-réaction permet de
connaître les conditions de stabilité. La stabilité du champ magnétique obtenu est mesurée par
différentes méthodes. Abstract. 2014 After
outlining the general principle of high power stabilized supply for electro-magnets, the author gives the different expressions for computing the essential characteristics. An approximate computation of the feedbackloop gain allows one to find the condition of stability. Various methods are used to measure the
degree
of magnetic field stability.PHYSIQUE APPLIQUÉE TOME 21, NOVEMBRE 1960,
Introduction. - La stabilisation fine dans le
temps
duchamp
d’un électro-aimant pose desproblèmes
difficiles à résoudre car lespuissances
mises enjeu
sont de l’ordre de 1 à 10 kW. Dans lepassé
les électro-aimants ontété,
engénéral,
aii-mentés par des
génératrices
à courant continustabilisées
(si nécessaire)
par une chaîned’ampli-ficateurs
exerçant
une contre-réaction par l’exci-tation de lagénératrice.
Du fait dutemps
deréponse
imposé
par l’inertieélectro-magnétique,
on nepeut,
par ce
procédé,
espérer
obtenir des stabilitéssupé-rieures à 10-3.
De nombreuses et
importantes applications,
comme la
spectrographie
de masse ou de vitesse desparticules libres, exigent
une stabilité de l’électro-aimantdispersif
supérieure
à cette valeur. Unetechnique
encoreplus
exigeante
est laspectros-copie
de résonanceparamagnétique
nucléairequi
nécessite pour l’étude des structureshyperfines,
des stabilités
supérieures
à 10-7. Il s’avère alorsimpossible
d’atteindre ce résultat en stabilisant le courant d’alimentation. On doitdécomposer
lestabilisateur en un organe
primaire régulant
lecourant et un organe secondaire éliminant
direc-tement les instabilités résiduelles du
champ.
L’or-gane secondaire étant
particulièrement sensible,
ilest absolument nécessaire que la
régulation
pri-maire soit
déjà
de l’ordre de10-5,
c’est là uneétape
que l’on nepeut
pas obtenir directement au moyen d’unegénératrice
à courant continu.Les alimentations stabilisées industrielles
ac-tuelles
(par
exemple
celles de la firmeVARIAN)
font
appel
à des tubes àvide ;
l’électro-aimant est alimenté sous haute tension(2
500V)
et estparcouru par un courant relativement faible
(2
A)
facilement contrôlable par des tubes à vide. Ceprocédé présente
l’inconvénient ordinaire desten-sions
élevées,
celuid’exiger
un isolementsoigné
des bobines d’alimentation. De
plus,
onpeut
diffi-cillementespérer
contrôler ainsi despuissances
supérieures
à 5 kW.Aujourd’hui,
les transistors depuissance
per-mettent la commande de courants deplusieurs
ampères
et rendent ainsipossible,
enprincipe,
la construction d’alimentations stabilisées basseten-sion.
On
peut,
de cettemanière,
stabiliser despuis-sances très
élevées,
soit directement àpartir
duréseau d’alimentation
après
unredresseur,
soit parl’intermédiaire d’une
génératrice
à courant conti-nu[1].
Cette dernière solution est sans doutepréfé-rable si l’on vise des
puissances
deplusieurs
dizaines de kilowatts car lagénératrice
peut
êtredéjà régulée
grossièrement.
Nous
présentons
ici une solution dupremier
type
spécialement adaptée
au cas duspectrographe
à résonance nucléaire. Il est bien évident que les
résultats obtenus seraient facilement
transposables
au cas de lagénératrice
à courant continu.Pour rendre
plus
facile lacompréhension
del’exposé,
nousindiquerons,
dans lechapitre
I,
leprincipe
général
de fonctionnementdurégulateur.
Nous ferons ensuite unedescription
des différents organes dans lechapitre
II,
enparlant
tout d’abord de l’alimentationprimaire
à redresseurs. Nousexa-minerons ensuite l’élément
régulateur
et son organede commande :
l’amplificateur
depuissance.
Lesdeux chaînes de
régulation
aboutissant à l’entréede cet
amplificateur,
nous examineronsséparément
chacune d’entre elles en
commençant
par lachaîne
principale
derégulation
de courant dont nous décrirons en détailchaque
élément encom-mençant
par l’entrée.La coexistence des deux chaînes de
régulation
crée des
problèmes
de stabilité que nousexazni-nerons dans le
chapitre
III. Nous terminerons en étudiant les organes de sécurité rendus nécessaires par l’utilisati on des transistors(chap.
IV)
puis
nous donnerons les différents critères destabi-lité que nous avons retenus
(chap.
V).
I.
Principe
durégulateur [2].
- L’installationque nous
prendrons
pourexemple
est destiné àalimenter un électro-aimant de fabrication Beau-doin
type
683 dont les enroulements montés ensérie-parallèle
ont une résistance de3,78
ohms.Le diamètre des
pièces polaires
est de 20 cm, l’en-trefer est de 4 cm. Lechamp
obtenu pour uncourant de 20
ampères
est d’environ 11 500 Oe. C’est cette valeur de l’intensité que nousadop-terons comme valeur maximum.
La
régulation
est obtenue par une chaîne de contre-réaction de courantagissant
aux très bassesfréquences,
et à lafréquence
zéro et par une chaîne de contre-réaction detension,
activeprincipale-ment aux
fréquences
élevées.1.1. ALIMENTATION PRIMAIRE
(~Lg. 1,I).
·--Laten-sion continue est obtenue à
partir
du réseautri-phasé
non stabilisé. Elle estréglée
de manièrecontinue par un autotransformateur
triphasé
àcurseur. Un transformateur d’isolement à
couplage
triangle-étoile
permet
d’obtenir la tensionrequise
pour alimenter un électro-aimant de résistancedonnée. Six diodes au silicium
incorporé
dans unmontage
de Graetz redressent la tension. L’ondu-lation dont lafréquence
fondamentale est 300 Hzest
partiellement
absorbée par une cellule defil-trage.
Lescapacités
Cprotègent
les diodescontre les surtensions au moment de la commuta-tion.
1.2. RÉGULATION DU COURANT
(fig. y 2).
- Onprélève
une tensionproportionnelle
au courantaux bornes d’une résistance p
qui
est constituéepar une bande de
manganin immergée
dans l’huile. Cette tension estcomparée
à une tension de réfé-rence obtenue par l’intermédiaire depiles
aumer-cure à
grande capacité
et d’unmontage
potentio-métrique.
Les limites d’échauffement admissiblesdes transistors de
puissance
étant trèsstrictes,
ilest nécessaire de limiter la chute de tension aux bornes des transistors
régulateurs
et par suite lapuissance dissipée
aux seules valeurs utiles pour compenser les fluctuations éventuelles de la ten-sion du réseau et de la résistance del’électro-aimant, La tension de référence doit donc être
rendue
proportionnelle
à la tension d’alimentation.Nous avons obtenu ce résultat en
couplant
méca-niquement
lepotentiomètre
deprélèvement
à l’autotransformateurtriphasé qui
alimente le redresseur. Ces deuxappareils
sont montés sur lemême axe et sont manoeuvrés simultanément. La différence entre la tension
prélevée
auxbornes de p et la tension de référence est en-suite
amplifiée
par unamplificateur
à courant continu degain
100 000 dont le bruit ramené àl’entrée est d’environ 3 entre 0 et 3 Hz. Cet
amplificateur
attaque
un transistor àgrand gain
de courant(2N 265)
par l’intermédiaire d’un circuit RCpermettant
de stabiliser lesystème
en intro-duisant un affaiblissement convenable. Ce tran-sistor dont l’émetteur est à la masse,attaque
unamplificateur
depuissance
constitué par lestran-sistors 2N
265, 2N
288A,
et 2N 277. L’élémentrégu-lateur est constitué par des transistors 2N 277
montés en
parallèle.
La stabilisation du courant est obtenue en
stabili-sant la tension aux bornes de la résistance p.
Ce
pro-cédéal’avantage
de ne mettre enjeu
que de faibles tensions entre le collecteur et l’émetteur dutran-sistor
déphaseur.
Une diode Zéner(11
Z4)
pro-tège
lajonction
émetteur-base du transistordépha-seur contre les surtensions
pouvant
survenir lors-que lesystème
décroche ou lors de la mise sous tension del’amplificateur
continu àlampe3.
Unediode Zéner de ten3iJn convenable limite la chute de tension dans les transistors
régulateur
en cas163
1.3. RÉGULATION DE TENSION. -- La nécessité cl’affaiblir
rapidement,
vers les hautesfréquences,
le
gain
de la chaîne derégulation
de courant pour éviter que lesystème
oscille et pour limiterl’influ-ence des tensions
parasites
induites dans le circuitd’entrée de
l’amplificateur,
rendindispensable
unerégulation
de tension pour lesfréquences
supérieures
à une dizaine de Hertz et en
particulier
pour lesfréquences
50 et 300 Hz. Nous verrons par ailleurs(chap. IV)
que cette chaîne de contre-réactionaméliore aussi la stabilité
globale
dusystème.
Cette contre-réaction est obtenue trèssimple-ment par l’intermédiaire d’un condensateur de
50
pLF qui
relie une extrémité de l’enroulement de l’électro-aimant à la base dupremier
transistor depuissance. (Ceci
est rendupossible
grâce
àl’impé-dance d’entrée élevée de cet
amplificateur.)
Cette liaison provoque, deplus,
un affaiblissement dugain
du transistordéphaseur
auxfréquences
éle-vées,
par l’intermédiaire du condensateur de 1 000pLF placé
aux bornes de l’enroulement del’électro-aimant et contribue ainsi à la stabilité de l’alimentation.
I I.
Description
détaillée durégulateur.
- 2.1. L’ALIMENTATION PRIMAIRE. - L’alimentationpri-maire est constituée par un auto-transformateur
triphasé, réglable
de manière continue de 0jus-qu’à
la tension nominale du réseau. Il est suivi parun transformateur à
couplage
triangle-étoile
don-nant à son secondaire la tension finale convenable et d’unpont,
triphasé
de diodes au silicium(pont
deGraetz).
Nous avonspréféré
unmontage
enpont
à un
montage
en étoilehéxaphasé
car ce dernier nécessite un surdimensionnement du transforma-teur
(VA
secondaire1,85
le V,
au lieu de1,05
leV,
7c
et Vc courant et tensionredressés).
Il ne nous estpas apparu nécessaire d’utiliser un
montage
plus
complexe (Duodécaphasé
parexemple)
car lesdésé-quilibres
inévitables entre les différentsenroule-ments
risquent
d’introduire des tensionsparasites
supérieures
aux tensions d’ondulationthéoriques.
Il est par ailleurs relativement facile de filtrer l’ondulation résiduelle à 300 Hz à l’aide d’une cellule de
filtrage.
Soient
7~
etVé
le courant et la tension continusà l’entrée de la cellule de
filtrage,
lescaractéris-tiques
dumontage
de Graetz sont les suivantes :Circuit de
filtrage.
Les ondulations résiduelles defréquence
300 Hz ont commeamplitude
crête àcrête
0,134 Vc,
il est donc fort utile d’introduire un circuit defiltrage
pour les réduire. On utilise un circuit LC donnant un affaiblissement d’environ 30 à 300 Hz. Voici lescaractéristiques
du filtreemployé
ici : self de 2 mH à 300Hz,
et condensa-teur de 4 000pLF.
La résistance de la self doit être sufflsamment faible pour que la chute de tensionne
dépasse
pas 1%
de la tension continue utile.2.2.
ÉLÉMENT
RÉGULATEUR. - L’élémentrégu-lateur est constitué par un certain nombre de
tran-sistors en
parallèle ;
il secomporte
comme uneforce électromotrice variable
qui
croîtlorsque
la tension du réseauaugmente
oulorsque
larésis-tance de l’électro-aimant diminue ou décroît dans
les cas contraires.
La
puissance
maximadissipable
danschaque
transistor est bien définie et constitue une limitestricte à
respecter
qui
détermine le nombre detransistors à mettre en
parallèle.
Elledépend
des variations de la tension du secteur, des variations de lacharge
et do la tension résiduelle d’ondulation. Nous devons calculer lapuissance
maximale que l’élémentrégulateur
devradissiper
dans lescir-constances les
plus
défavorables mais il nous fautauparavant
déterminer la tension depolarisation
normaleVT
des transistorsrégulateurs lorsque
latension du réseau et la résistance de l’électro-aimant ont leur valeur nominale.
Soient V~ et
I,
la tension et le courant à lade l’électro-aimant nous
avons (fig. 2.1)
ennégli-geant
la résistance du shunt devant7?e
et par suite
lorsque
lerégulateur
maintient le courant constant..
Pour que le
système régule lorsque
la tension du réseau chute de n%
et que la résistance de l’électro-aimant croît de m%,
il faut que àVT
soit inférieur à lapolarisation
initiale des transistorsrégulateurs.
Nous devons aussi tenircompte
de latension minimale e entre collecteur et émetteur
pour que les transistors fonctionnent correctement et de la valeur de crête de l’ondulation
négative.
La tension depolarisation
devra donc être au moinségale à :
p étant la tension d’ondulation de crête à la sortie du filtre
(en
%
deV,).
Dans le cas des tran-sistorsemployés
ici(2N 277)
la tension e est aumaximum de l’ordre de
0,8
V,
les deux derniers termes del’équation
2.3 sont donc engénéral
assezpetits
devant les deuxpremiers
termes.Lorsque
la tension du réseauaugmente
de n%
et que la résistance de l’électro-aimant décroît de m
%
la tension aux bornes de l’élémentrégulateur
augmente
de : 1la tension totale aux bornes du
régulateur
S8ra donc dans le cas leplus
défavorable :La
puissance
maximale àdissiper
sera donc :En réalité la
puissance
dissipée
due à l’ondula-tionpositive
seraitégale
à.0,43
y2
p Vc Ic/100
ma.is nous verrons que pour
protéger
l’élémentrégulateur,
il est nécessaire de maintenir la tension totale au-dessous d’une valeurFr
donnée parl’équation
2.4,
en cas des surtensions notablesc’est donc bien cette valeur
qui
intervient.La mise en route de
l’appareil
se faisant progres-sivement àpartir
d’un courantnul,
il estpossible
en faisant varier la tension de
polarisation
Vi
detenir
compte
de la variation de résistance del’élec-tro-aimant
pendant
lapériode
transitoire d’échauf-fement. Nous pouvons donc admettrequ’une
fois lerégime
permanent
atteint les variations de résis-tance n’excèdent pas 1%.
Si les variations de latension du réseau sont
de )+
5%,
lapuissance
maximum àdissiper
est alorségale,
suivant la for-mule2.5,
à environ 12%
de lapuissance
totale fournie par lerégulateur.
Nous avonsadopté
cettevaleur dans les
régulateurs
que nous avons cons-truit. La tension vT depolarisation
donnée parl’équation
2.3 estégaie,
dans les mêmeshypothèses,
à environ 6%
de la tension continue Vc. La tension maximale entre l’émetteur et le collecteur(V~)
ne devra pasdépasser
la tension maximalepermise
pour letype
de transistorutilisé,
il convient donc de choisir les transistorsemployés
en fonction decette donnée. Nous nous sommes arrêtés au
type
2 N 277 de Delco dont la tension de
claquage
entre émetteur et collecteur est de 40 V. Cettetension est
largement
suffisante dans les alimen-tations basse-tension usuelles.Puissance
dissipée
par un transistor : Lapuis-sance
dissipée
par un transistor est fonction de latempérature
dejonction
permise
(95 °C
pour le 2N277),
de latempérature
ambiante et du gra-dient detempérature
entre lajonction
et le fluide de refroidissement. Pour des raisons desimplicité,
nous avons
adopté
un refroidissement par air forcé mais il seraitpréférable,
pour de grossespuissances,
de refroidir lesupport
des transistorspar un
liquide.
Dans lesappareils
que nous avons construits nous avons vérifié que des transistors 2N277,
montés sur desplaques
de cuivre de 2 mmd’épaisseur
etayant
une surface de 900 cm2peu-vent
dissiper
40 Wlorsque
latempérature
ambiante est de 30 °C et que la vitesse de l’air de refroidis-sement est de 3M/s.
Lesplaques placées
vertica-lement sontpeintes
en noir mat et sont distantes de 5 cm.Résistances
d’équilibrage :
Lescaractéristiques
des transistorsprésentant aujourd’hui
encore unedispersion notable,
il estavantageux
enpratique,
de brancher une résistance en série dans
chaque
émetteur pour
équilibrer
les courants des transis-tors enparallèle.
Nous nous sommes laissésguider
par les conseils du constructeur
(Delco)
dont nous avons vérifié le bien-fondé. La valeur de la résis-tance doit être choisie pour que la chute de tensionà ses bornes soit de l’ordre du volt pour le
courant
maximum ;
les courants sont alorséqui-librés à mieux que 10
% près. Compte
tenu decette
indication,
il estpréférable
d’éliminer les transistors dont lescaractéristiques
sonttrop
éloignées
des valeurs normalesplutot
qued’aug-menter la valeur de la résistance.
2.3. AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE. - Le
sché-ma
général
durégulateur ( fcg.
1.2)
montre que le165 de cet
étage
est nettement insuffisante pourcom-mander directement l’élément
régulateur.
Il estdonc nécessaire d’intercaler un
amplificateur
depuissance.
Cetamplificateur
est constitué par destransistors
(de
puissance
croissante de l’entrée versla
sortie)
utilisés dans unmontage
à collecteurcommun et
placés
encascade, l’impédance
d’entrée de l’un servant de résistance decharge
àl’autre
(fig.
2.2).
Pour déterminer les
caractéristiques
duquadri-pôle
ainsiconstitué,
onpourrait
faire leproduit
des mat ricescaractéristiques
dechaque étage
c’est-à-dire de
chaque
transistor mais il s’est avéréplus
simple
de déterminer directement lesparamètres
intéressantsqui
sont legain
en courant etl’impé-dance d’entrée.
Nous
appellerons b1, b~, b3
etb4
lesgains
encou-rant de
chaque étage,
c’est-à-dire lerapport
du courant émetteur au courant de base etz’,
z~,
z’,
z§
lesimpédances d’entrée,
c’est-à-dire lerap-port
de la tension émetteur-base au courant de base.Le courant d’émetteur
Ie
deTl (voir fcg. 2.2)
estégal
àb1
fois le courant de base deTl.
Le courant émetteur deT2
étantégal
au courant de base deTl,
le courant de base deT2 à
donc pour valeurb2.
Enopérant
ainsi deproche
enproche,
on voit que legain
total en courant del’amplifica-teur est
égal
à :L’impédance
d’entrée del’amplificateur
estdéfinie comme le
rapport
de la tension entre labase de
T~
et l’émetteur deTl
et le courant de base deT4.
Nous avons :La tension entre la base de
T4
et l’émetteur deT,
est doncégale
à :nous avons donc :
L’impédance
d’entrée estégale
à :Les
caractéristiques
des transistorsprésentant
une
dispersion
notable et variant deplus
avec lecourant de fonctionnement
choisi,
il est inutile de vouloir calculer avecprécision
la valeur de Z et de B. Nous nous sommes contentés de calculer cesvaleurs pour le courant maximum choisi en faisant
les
approximations
suivantes :a)
lesimpédances
d’entrées zi, z2, z3, Z4 sontégales
auparamètre
hybride hll
des transistors dans lemontage
émetteur à la masse ;â)
lesgains
en courant dans lemontage
émet-teur à la masse et du collecteur à la masse sontégaux
et nedépendent
pas de la résistance decharge
del’étage.
On aadopté
commevaleur,
legain
en courant dans lemontage
émetteur à lamasse, la sortie étant en court-circuit. Le
gain
encourant
Ai
étant donné par la formule :Cette
approximation
suppose que leproduit
Rh;2
estnégligeable
devant 1. Cequi
est ici le cas.Pour la chaîne que nous avons utilisée et
qui
comporte
6 transistors 2 N 277 dans l’élémentrégu-lateur et les transistors 2 N
277,
2N 188 A et2N 265 dans
l’amplificateur
depuissance,
legain
en courant B est d’environ 15 106 pour un courant
le
de 20A,
etl’impédance
d’entrée Z à pour valeur3,4 105
ohms. Nous avons rassemblé les élémentsnécessaires au calcul dans le tableau ci-dessous.
Ces valeurs ont été déduites des
caractéristiques
données par les fabricants de transistors
[5]
mais n’ont pas été mesurées directement. Elles sont trèsimprécises
et ne fournissentqu’un
ordre degrandeur.
2.4. CONTRE-RÉACTION PRINCIPALE. -
Mainte-nir le courant de l’électro-aimant constant revient
à maintenir la tension aux bornes de la résistance p constante. On
prélève
donc une tension aux bornesde p
et par l’intermédiaire d’unamplificateur
àcourant continu on asservit l’élément
régulateur
pour que cette tension soit
égale
à une tension deréférence bien déterminée. La chaîne est donc
constituée par la résistance p, une tension de
à vide et par un
amplificateur
à transistor. Nous examineronsséparément
ces différentséléments,
puis
nous calculerons legain
total de la chaîne.2.4.a)
Résistance série p :L’égalité
de la tensionaux bornes
de p
et de la tension de référence nepeut
être obtenue que dans la mesure où le bruitramené à l’entrée de
l’amplificateur
n’est passupé-rieur à la différence de ces deux tensions. On
peut
admettre que la limite absolue de stabilité estobte-nue
lorsque
lesignal
résiduel de fluctuation estégal
au bruit. Cette limite nedépend donc,
lors-que legain
del’amplificateur
est suffisammentgrand
que de laqualité
del’amplificateur.
La variation minimum de courant décelable estégale
à :e étant la tension
équivalente
de bruit del’ampli-ficateur ramenée à l’entrée. La valeur de la
résis-tance série P, est donc déterminée par le bruit de
l’amplificateur
et par la stabilité désirée pour une valeur du courant déterminée.Nous nous sommes fixés une stabilité de 10-5
pour un courant de 10
A,
la tension de bruit del’amplificateur
utilisé étant de l’ordre de 3yV
crête à crête de 0 à 3Hz,
la résistance p estégale
à0,03
ohms. Nous avonsadopté
cette valeur dans les stabilisateurs dont le courant maximum est 20-A. Il est nécessairelorsqu’on
veut obtenir des stabi-lités du même ordre aux faibles intensités de réa-liser un shunt àprises
multiples
carl’énergie
àdissiper risque
d’êtretrop
importante lorsque
l’inten-sité est maximale. Les dérivesthermiques
sontalors
prépondérantes
et la stabilitéthéorique
n’est pas atteinte.La
puissance
dissipée, lorsque
l’intensité estnlaximale,
est assezimportante (12
W dansl’exem-ple choisi)
pour un élément dont la stabilité inter-vient directement dans la stabilité ducourant ;
c’est leprincipal
inconvénient des alimentations stabilisées à courant élevé. Il faut dont évacuerrapidement
les calories pour que latempérature
de la résistance p
n’augmente
pas de manière excessive. Elle est constituée par une bande demanganin
de 1 mmd’épaisseur,
de 2 cm de lar-geur et de 100 cm delongueur (coefficient
detempérature 2.10-5 fOC).
On obtient la résistance désirée en effectuant des stries transversales sui-vant la méthode habituellementpratiquée.
Cette résistance est
placée
dans une cuveconte-nant environ 8 litres
d’huile,
la surface efficace de lacuve est de 2 400 cm2. L’échauffement de la cuve
est d’environ
6,5
OC,
celui de la résistanced’en-viron 5 Co. pour un courant de 20 A. La stabilité atteinte
pendant
lapériode thermique
transitoire nedépasserait
donc pas2,3
~.0-~ si nous n’avionspris
soin de modifier en mêmetemps
latempéra-ture de la
pile
de référence. Les variations de la force~ électromotrice de lapile
sont d’environ2,5
10-5 parOC,
nous pouvons ainsi compenser,tout au moins
partiellement,
les dérivesthermi-ques en
portant
lapile
à latempérature
de l’huile. Ce résultat est obtenu enplaçant
lapile
dans unpuits
solidaire du couvercle de la cuve, dont lesparois baignent
dans l’huile.2.4.b)
Tension deré f érence :
Dans les alimenta-tions stabilisées àlampes
de faiblepuissance
il estpossible,
sans modifier la tension deréférence,
defaire varier la tension de sortie en
provoquant
unechute de tension
plus
DU moinsimportante
dansl’élément
régulateur.
Dans une alimentation où lapuissance
contrôlée estimportante,
la margepos-sible est très faible car la
puissance
que l’onpeut
dissiper
est sévèrement etprécisément
limitée. Il est donc nécessaire de faire varier à la fois laten-sion d’alimentation et la tension de référence. Nous obtenons ici ce résultat en
couplant
mécanique-ment un
potentiomètre
à l’autotransformateurtriphasé
à curseur. Cepotentiomètre
est alimenté par unepile
au mercure degrande
capacité
(14 A/H).
Le courantqui
le traverse est doncpra-tiquement
constant et la tension de référence ainsi obtenue est très stable dans letemps.
La tension de référence doit non seulement
équi-librer la tension aux bornes du shunt mais aussi
fournir la tension de
polarisation
des transistorsrégulateurs (VT).
La tensioncorrespondante
àintroduire à l’entrée de
l’amplificateur
peut
êtrecalculée en considérant le
système
comme unamplificateur
de tension dont legain
est fixé parle
rapport
de la résistance de contre-réaction à larésistance totale du circuit
( fig. 2.3).
Soit donc e’cette tension nous avons :
La tension e à l’entrée de
l’amplificateur
sera finalementégale
à :La tension
VT
étant fonction de la tension y’~ et par suite ducourant,
il suffit de rendre la tension eproportionnelle
au courantIc
pour que cette éga-lité soittoujours
réalisée. On obtient donc uncou-rant stable
quelle
que soit l’intensité de fonctionne-mentchoisie,
sans aucunréglage
particulier.
Lecourant
qui
traverse lepotentiomètre
est com-mandé par l’intermédiaire de deux résistancesvariables
qui
permettent
de faire unréglage
fin ducourant en modifiant
légèrement
la chute deten-sion aux bornes des transistors
régulateurs.
La résistance totale dupotentiomètre
doit êtresuffisamment
grande
pour que lapile
débite très peu, mais elle doit être faible devantl’ilnpédance
d’entrée de
l’amplificateur.
Cette résistance dansle cas d’un
amplificateur
Kintel que nous avons167
100 000
ohms,
nous avons doncpris
unpotentio-mètre dont la résistance totale est de 10 000 ohms.
La résistance totale du circuit de
pile
pourp =
0,03
S~,
R =4 Q,
Vw
=4,8
V etI,
= 20 A.(f.
é. m. de lapile
1,35 V)
est d’environ 21 300. Lavariation de la tension
provoquée
par lapolarisa-tion est alors inférieure 10-5 par heure.
Nous avons
pris
soin deplacer
les résist,ances deréglage
dans la cuve contenant la résistance p pourles
protéger
contre leschamps
parasites.
Lapile
est mise en service à l’aide d’un relais alimenté encourant continu et
placé
auvoisinage
immédiatde la
pile.
Relnarque:
Nous avons récemment construit une alimentation de fortepuissance
(7 kW)
destinée à alimenter un é ectro-aimantidentique
auprécé-dent
(Par.
I).
La variation detempérature
del’électro-aimant étant alors
notable,
il s’est avéré utile depouvoir
découpler
l’autotransformateur dupotentiomètre
fournissant la tension deréfé-rence. Il est alors
possible
de faire varier la tensiond’alimentation et de compenser ainsi la variation de résistance des enroulements
pendant
lapériode
d’échauffement,
sans modifier la valeur ducou-rant. Nous avons obtenu ce résultat au moyen d’un
embrayage électro-magnétique.
2.4.c) Ampli ficateur
continu af azble
bruit : Lapuissance dissipée
par p devant être réduite pour éviter leséchauffements,
il est nécessaire d’uti-liser unamplificateur
dont la tension de bruitramenée à l’entrée soit faible. Notre choix s’est arrêté sur
l’amplificateur
Kintel dont la tension debruit est de 3
l-L V
crête à crête de 0 à 3 Hz. Cette tensionaugmente
légèrement
avec lafréquence
(10 pLV
crête à crête de 0 à 750Hz)
mais la self de l’électro-aimantintervenant,
la stabilité n’en est pas affectée. Legain
maximal en tension est de2
000,
il est constant à0,3
dBprès
de 0 à 10 kHz.Cet
amplificateur
est suivi d’unamplificateur
différentiel à tube à vide de
gain
50,
dont le bruit ramené à l’entrée est d’environ 3 mV. Songain
est constant de 0jusqu’à 8
kHz.Les fluctuations de
fréquences
élevées n’étantpas
corrigées
par cettechaîne,
nous avonsintro-duit le circuit
Ra,
Ca
pour provoquer unaffaiblis-sement et éviter la saturation du deuxième
ampli-ficateur
(fig. 2.4).
2.4.d)
Étage
séparateur-amplificateur
à trccnsistor : Nous avons, pouraugmenter
legain
et obtenir unephase convenable,
intercalé entre la sortie du deuxièmeamplificateur
àlampes
et l’entrée del’amplificateur
depuissance
àtransistors,
unétage
séparateur-amplificateur.
Cetétage
qui
utilise un transistor àgrand
gain
de courant(2N 265)
dansun
montage
émetteur à la masse sert aussi à isoler la sortie del’amplificateur
àlampes
(de
faibleimpédance
desortie)
du condensateur utilisé pour la contre-réaction de tension. Il estprécédé
d’un réseauintégrateur (.Ri Ci)
introduit pour assurerla stabilité du
régulateur.
L’impédance
de sortie del’étage
croît avec lafréquence
carl’impédance
dugénérateur
constituépar le réseau
Ri Ci
est une fonction décroissante dela
fréquence.
Il nous suffit desavoir,
pour la suitede cet
exposé, qu’elle
estgrande
devant la résis-tanceRL.
L’impédance
d’entrée est donnée en fonction desparamètres hybrides
par la relation :ZL
a ici pour valeur en notationsymbolique
(fig. 2.4)
(On
néglige
la résistance de l’électro-aimantRe
et la
capacité
Ce devant r etC,
rC’ et rC devantRL
C et rC’ devantrC.)
L’impédance
d’entrée varie donc avec la fré-quence mais atteint trèsrapidement
sa valeur maximum(10
kÇ2).
Cette valeur est atteinte à 1 Hz pour un courant émetteur de0,1
mA avecr = 5
kQ,
C = 50>F
etRL
= 50 Elle estégale
à 6 000 Q à lafréquence
0 dans les mêmeshypothèses.
Le
gain
en tension del’étage
est donné par la relation :Ah’ZL
estnégligeable
devanthi,
dans le caspratique qui
nousintéresse,
nous savons donc :Le
gain
estégal
à environ 340 en courant continu168
2.4.e)
Calcul dugain
en courant de la chaîneprincipale :
La tensionappliquée
à l’entrée del’amplificateur
depuissance
estégale
àl~ est le
gain
del’amplificateur
àlampes (100 000),
Ri
est la résistance d’entrée del’étage
séparateur.
La bandepassante
desamplificateurs
àlampes
estsuffisamment
large
pour ne pas intervenir dans ce calcul.Le courant d’entrée de
l’amplificateur
depuis-sance est
égal
à :Le
gain
en courant de la chaine est doncégal
à :Les courbes 1 et la
figure
2.5représentent,
enamplitude
et enphase,
les variations deGi
en fonction de lafréquence ;
les valeursnumériques
sont alors les suivantes :Rz
= 50kS2, r
=5kO,
Ri
= 1k£2,
C = 50yF,
Ci
= 5 000yF.
C’ = 2yF.
2.5. CONTRE-RÉACTION SECONDAIRE. - Il est
possible
d’obtenir un fonctionnement correct dustabilisateur en n’introduisant que la chaîne de contre-réaction
précédente. Toutefois,
la loi d’affai-blissement est telle que les fluctuations à 50 Hz età 300 Hz
qui
sont encoreimportantes,
ne sont quetrès faiblement
compensées.
Pour remédier à cette situation nous avons introduit une seconde chaîne de contre-réaction. Ce résultat a été obtenusimple-ment en
prélevant
une tensionproportionnelle
à lafluctuation directement aux bornes de l’électro-aimant E t en
l’injectant
à l’entrée del’amplifica-teur de
puissance,
par l’intermédiaire deconden-sateur C
(fig. 2.4).
La tensionV~
due à cetteliaison,
à l’entrée de
l’amplificateur
depuissance
avec lesmêmes
approximations
que dans leparagraphe
précédent,
estégale
à :le
gain
en courantqui
en résulte est donné parl’expression :
En
réalité,
la seif de l’électro-aimant variantrapidement
avec lafréquence
legain théorique
nepeut
pas être calculé directement en assimilant Leà une valeur constante moyenne. Il faudrait insérer
dans la formule les valeurs mesurées de Le. Nous
avons
préféré
mesurer directementV~
àdiffé-rentes
fréquences
et nous en avons déduit legain
i·
Les courbes 2 et 2’ de la
figure
2.5représentent
les
variations
del’amplitude
et de laphase
deGl’
en fonction de lafréquence
pour l’électro-aimantdont nous avons donné les
caractéristiques
dans lechapitre
1. Lacapacité
Ce
a pour valeur 1 000p,F,
les autres valeurs
numériques
sontidentiques
à celles données dans leparagraphe
précédent.
Remarque :
Ilpeut
être nénessaired’augmenter
le
gain
de cette chaîne suivant l’électro-aimant uti-lisé.Dans
notre cas, lasimple
liaison par conden-sateur s’est avérée suffisante pour la stabilité quenous nous ét,ions fixée.
III. Stabilité. - Les deux chaînes de
contre-réaction étant
indépendantes,
nous pouvonsconsi-dérer que la tension à l’entrée de
l’amplificateur
depuissance
estégale
à la somme des deux tensionsVb
etVb
définies dans lechapitre précédent.
Legain
total est doncégal
à la somme desgains
Ci
et
G’,
à condition toutefois de faire la sommevecto-rielle des vecteurs
qui
lesreprésentent.
La
figure
3.1représente
les variations del’ampli-tude et de la
phase
de G. Nous voyons queGi
contribue efficacement à la stabilité en
avançant
laphase
du vecteur G àpartir
d’une dizaine de Hz. Nous voyons de même entraçant
dans leplan
complexe
le lieu de l’extrémité du vecteur G(fig.
3.2)
que lesystème
peut
devenir instablelorsque
legain
Gi
diminue. Il sepeut
en effetqu’à
une certainefréquence,
l’extrémité du vecteurGi
se trouve dans lepremier quadrant
et quel’ampli-tude de
Gl,
qui
se trouve dans le troisièmequadrant
ne soit pas suffisante pour maintenir le vecteur169
passerait
alors dans le deuxièmequadrant
et lesystème
deviendrait instable(courbe
enpointillés
de lafigure 3.2).
Nous avons
jusqu’à
présent
considéré legain
encourant en ne tenant
compte
que du courant totalcirculant dans le
circuit,
enréalité, lorsque
lafréquence
croit,
la self de l’électro-aimantinter-vient et le courant circulant dans l’électro-aimant est bien inférieur au courant total dont la
plus
grande
partie
circule dans le condensateurC,.
C’est un élément favorable dont il faut tenircompte
La
présence
depièces métalliques
massives exerce aussi un effet de contre-réaction parélé-ment
passifs
qui
vient diminuerl’amplitude
desvariations d’induction liées à une même variation
d’amplitude
du courantlorsque
lafréquence
de celles-ciaugmente.
La
figure
3.3représente
lerapport
de l’induction continue à l’induction alternative en fonction de lafréquence
pour un courant de crête constant. Lacapacité
aux bornes de l’électro-aimant a pour valeur 1 000yF.
IV. Protections. - Les transistors étant
parti-culièrement sensibles aux
surcharges,
il estindis-pensable
d’assurer leurprotection
en cas desur-charges
accidentelles.La diode Zener
(11
Z4)
dont la tension derégulation
est d’environ 4 Vprotège
lajonction
émetteur-base du transistor del’étage séparateur
contre les surtensionspositives
ounégatives
à la sortie del’amplificateur
àlampes.
Ces surtensionspeuvent
seproduire
pendant
lapériode
dechauf-fage
deslampes
oulorsque,
pour une causeacci-dentelle,
larégulation n’agit plus.
En marche normale la tension aux bornes de la
diode est
légèrement négative
(polarisation
des transistorsrégulateurs)
toutes surtensionspositives
et toutes surtensionsnégatives
supérieures
à 4 Vrendent la diode conductrice ce
qui
provoque unechute de tension
importante
dans la résistancel~l.
La tension émetteur-base du transistor nedépasse
donc pas les limites maximum admises.De la même
façon,
les transistorsrégulateurs
sontprotégés
enmaintenant,
en cas de surtensionstrop
importantes
sur leréseau,
la tension émetteur collecteur au-dessous d’une valeur limite déter-minée par lapuissance
maximumdissipable.
La valeur de la tension de Zener de la diode doit êtrecalculée en tenant
compte
de la valeur de crêtede l’ondulation
positive
résiduelle à la sortie de l’alimentationprimaire.
Soit
YZ
la tension deZener,
nous avonsV41
est la tension entre la base du derniertran-sistor de
l’amplificateur
depuissance
et lesémet-teurs des transistors
régulateurs. (Voir
paragra-phe 2.2.)
Nous pouvons donc déterminer la tension de
Zener
lorsque
la tension maximumVT
entre collec-teur et émetteur des transistorsrégulateurs
estfixée.
V. Résultats. --- Les fluctuations de tension
de l’électro-aimant ne
dépassent
pas 20 mV crête à crête pour un courant de 20 A. Elles sontprinci-palement
composées
de fluctuations defréquences
FIG. 5,1.
50 Hz résultant du
déséquilibre
existant entre les tensionstriphasées.
A l’aide d’un
appareillage
à résonance nucléaire construit par Fric et Hahn nous avons pu obser-ver lephénomène
de Gooden-Gabillard(fig. 5.1)
pour les
protons
de l’eau avec unbalayage
enfré-quence à 80 Hz.
L’apparition
de cephénomène
laissait
déjà prévoir
une stabilité duchamp
dans letemps,
supérieure
à 10-5 par seconde.En utilisant un
spectrographe
à résonance nucléairepiloté
parquartz
construit par L. Guibe nous avons déterminé une stabilité de 210-5pen-dant une
heure, après
unepériode
dechauff age
d’environ1/2
heure. Lechamp
était de 7 000 gauss pour un courant de 14 A.Une autre méthode élaborée par Fric et Hahn
[5]
et mettant en oeuvre un maser à courant d’eauimaginé
par Benoît[6]
confirme les résultatspré-cédents.
Nous avons pu, en
outre,
contrôler la stabilitéà court terme à l’aide d’un iluxmétre
photo-électrique [7] qui
nous donnait directement les fluctuations duchamp
dans l’entre-fer pour desfréquences
de fluctuationcomprises
entre0,01
Hz et 60 Hz.Manuscrit reçu le 1 er avril 1960.
RÉFÉRENCES
[1] CARWIN (R. L.), HUTCHINSON (D.), PENMAN (S.) et SHAPIRO (G.), Rev. Sc., Inst., 1959, 30, 2, 105-107.
[2] SAUZADE (M.), C.R. Acad. Sc., Paris, 1959, 248, 205-207.
[3] Documentation Delco et Thomson-Houston.
[4] FRIC (C.) et HAHN (H.), C. R. Acad. Sc., Paris, 1960,
250, 1471-1473.
[5] FRIC (C.) et HAHN (H.), C. R. Acad. Sc., Paris, 1960,
250, 680-682.
[6] BENOIT (H.), Thèse, Paris, 1959.
