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Réalisation d’un phasemètre haute fréquence
Daniel Boussard
To cite this version:
69 A densité de
courant j - j(a)
cospØ, j(a)
étant unefonction
quelconque
du rayon a. I1 se trouve que denombreux
cham,ps
magnétiques
utilisés enoptique
corpusculaire
sont dutype
A = cosp8 :
enfaisant p
= 1 on obtient unchamp
uniformevertical,
p = 2 donne uncham,p
quadrupolaire,
p = 3 donneun
champ hexapolaire,
p --. 4 donne unchamp
octo-polaire,
etc... Lasuperposition
des deuxpremiers
(p
= 1 etp =
2)
donne unchamp
desynchrotron
áfocalisation forte.
Exemple d’application :
Lentillequadrupolaire
sans fer à densité de courant constante. -Supposons
1e contour d’un desquatre
conducteursnécessaires,
définit entre a = 0 et a =03C0 J4
par a -=f (a)
ou bienpar a =
~(a).
(Les
contourscomplets
des 4conduc-teurs seraient obtenus par des
symétries
et desrota-tions.)
Ladensité j
étant constante dans lesconduc-teurs,
elle aura sur un cercle de rayon a, une lot devariation en créneaux
2).
On trouve :Ø
A ~ 03A3 ~K r~(~Ii-f-i03BB Cos 2(2~ -~-- ~)Ø
K~1
avec :
03BC0j0
a2 sin2(2K+1)cp(a)
AK = n(2K+1)2 fa1
a2(2K+1) a da.On
pourrait
toujours
calculer cetteintégrale,
aum,oins
numériquement.
Poursimplifier,
supposonscp(a)
= Cte(~~g.
3).
Ak
s’écrit alors :En choisissant ~ =
n/6 le
terme en rs cos 6 Ø seranul et la
première
non-linéarité non nulle serar1° cos 10 8. I1 est utile d’annuler 1e terme rs cos 6
~,
en
particulier
parcequ’i1
donne,
dans1’expression
dugradient
suivant 8 =03C0 j4,
un terme designe
contraireà celui
qu’on
trouve dans1’expression
dugradient
suivant 0 = 0. Onpourrait
corriger
1echamp
encoremieux en
supprimant
les non-linéaritésrésiduelles,
parexemple
endisposant
20 fils sur 1ecylindre
de rayon ai,ces fils étant parcourus par des courants de sens
alterné,
cequi
annulerait 1e terme en r~° cos 10 0398.On
pourrait
aussiajouter
unchamp octopolaire
pourcorriger
les aberrations d’ouverture[2]
[3].
Lettre reçue 1e 28 octobre 1360.
BIBLIOGRAPHIE
[1]
DURAND(E.),
Électrostatique
etmagnétostatique,
p. 366.[2]
GRIVET(P.)
et SEPTIER(A.),
Les lentillesquadru-polaires
magnétiques. Nucl. Inst. and Methods, 1960,vol. 6, n° 2.
]3]
On trouvera une étudecomplète
d’une bobine dedé-flexion et d’une lentille
quadrupolaire
sans fer (puis-sancedissipée,
refroidissement à basse température, champ magnétique dans les conducteurs,énergie
magnétique stockée)
ainsi que l’étude desynchro-trons sans fer refroidis à basse température dans :
SCHNURIGER (J. C.), Thèse de 3me
Cycle, INSTN,
Saclay.
RÉALISATION
D’UN
PHASEMÈTRE
HAUTEFRÉQUENCE
Par Daniel
BOUSSARD,
Laboratoire
d’Électronique
de la Faculté desSciences,
Fontenay-aux-Roses,
La construction d’un accélérateur linéaire d’ions du
type
Sloan etLawrence,
dont lalongueur
n’est pas faibledevant À/4,
nécessite la connaissanceprécise
de laphase
de la tension accélératrice lelong
de lama-chine.
L’appareil
décrit ci-dessouspermet
de mesurerla différence de
phase
entre deuxpoints
d’unsystème
de conducteurs excités en hautefréquence.
Principe.
- On se ramène àune mesure de
phase
enbasse
fréquence
en effectuant un battement avec unoscillateur local. Les tensions à comparer
pouvant
avoir desamplitudes
différentes,
et laprécision
deman-dée étant au moins de 1degré,
on a éliminé lesdiffé-rents
systèmes
fonctionnant parécrêtage
etimpulsions
et les
systèmes
dits « àporte
», auprofit
d’une méthodede zéro. L’une des tensions est
appliquée
directement à l’entrée horizontale d’unoscilloscope,
l’autre traverseun
déphaseur
étalonné avantd’attaquer
la déviation verticale. On obtient ainsi uneellipse qui
se réduit àune droite pour le
déphasage
nul.L’étalonnage
dudé-phaseur
utilisé n’est pas assezindépendant
de la fré-quence pour que les dérives des oscillateurs ne se70 A
festent pas par des erreurs de
phase,
aussi a-t-il été nécessaire de stabiliser lafréquence
du battement aumoyen d’une boucle d’asservissement
( fcg.1).
Description
del’appareillage.
- SONDES. - Lestensions à comparer sont recueillies par des sondes à haute
impédance.
Une sondecomprend
une triode(1/2
6J6)
montée en cathode followerd’impédance
desortie 150
Q,
cequi
permet
d’attaquer
un câbleadapté
(fig. 2).
Sondes et câbles sontidentiques
pourles deux voies de
façon
à introduire desdéphasages
identiques.
Les alimentationschauffage
et hauteten-sion doivent être
soigneusement découplées
pour éviter descouplages
entre sondes. La résistance série de 33 kQ dans lagrille
ne sertqu’à
augmenter
l’impédance
d’entrée,
legain
desamplificateurs
étant suffisant pour compenser l’affaiblissement ainsi introduit. Si lesmesures
portaient
sur des circuits à très hauteimpé-dance et à faible
niveau,
il serait intéressant de monterune double triode selon le schéma de la
figure
3[1].
L’impédance
d’entrée est alorsmultipliée
par le coef-ficientd’amplification
d’une section dutube,
celle de sortie resteapproximativement
la même.CHANGEMENT DE
FRÉQUENCE. -
L’oscillateur local doit être aussi stable quepossible :
on a utilisé unepentode
6AK5 dans unmontage
Clapp.
La stabiliténaturelle du
montage
s’avèrecependant
insuffisante et il a fallu l’améliorer par ledispositif
décrit aupara-graphe
suivant. Lechangement
defréquence
est effec-tué par deux tubespenta-grilles
6BE6 suivisd’ampli-ficateurs basse
fréquence
àrésistances-capacités.
Lepotentiomètre
P sert àajuster
le zéro dudéphaseur
étalonné.
STABILISATION DE LA
FRÉQUENCE
DU BATTEMENT. -Leprincipe
en est trèssimple :
un discriminateur defréquence
délivre une tension d’erreurqui,
réinjectée
sur l’oscillateur local compense sa dérive. Nous avonsadopté
pour le discriminateur unmontage
utilisant uncircuit L-C série accordé sur la
fréquence
debatte-ment
(15
kHz).
Si on détecteséparément
les tensionsapparaissant
aux bornes de l’inductance et de lacapa-cité et
qu’on
les mette enopposition,
la tension obtenuechange
de senslorsqu’on
passe sur lafréquence
derésonance du circuit L-C. On a
avantage
àprendre
une valeur élevée du
rapport
pour avoir lemaxi-mum de sensibilité. Le
signal
d’erreur estappliqué
d’une
part
à unappareil
de contrôle(double
triode àcharge cathodique
etmicroampèremètre),
d’autrepart
à unamplificateur
différentiel. La tension d’erreuramplifiée
fait varier lapolarisation
d’une diode D àcapacité
variable montée enparallèle
sur le circuitoscil-, lant de l’oscillateur. Seul l’un des battements donne
une tension d’erreur de
phase
convenable : l’autrebattement se trouve
automatiquement
éliminé. La stabilité defréquence
obtenueest,
avec unealimen-tation
stabilisée,
de l’ordre de 10-s(ce
qu’il
est facile de contrôler en mesurant la dérive du zéro dudépha-seur),
c’est-à-dire que l’oscillateur local estprati-quement
aussi stable que lequartz
dugénérateur
utilisé. Lesystème
décritprécédemment
permet
de réaliser un oscillateur àfréquence réglable
et degrande
stabilité. En effet il est très facile de faire varier lafréquence
d’accord du discriminateur enagissant
surla valeur du condensateur C.
DÉPHASEUR ÉTALONNÉ. - Celui-ci est
constitué par
un circuit R-C schématisé
figure
4.L’amplitude
de latension de sortie
Vs
reste constante et sondéphasage
varie d’environ :1: 400 autour de la valeur 900. Comme
on désire une variation
partant
sensiblement dezéro,
on a utilisé un circuit R-C associé une à
pentode
(100 pF-1500 Q
dans lagrille EF80)
pour obtenir undéphasage
préliminaire
de 900. Les tensions + V sont fournies par unétage
déphaseur
de Schmitt suivi dedeux triodes à
charge cathodique.
On apréféré
rendre l’élément C variableplutôt
que R pour avoir unemeilleure
précision d’étalonnage.
ÉTALONNAGE. - L’étalonnage
dudéphaseur
réglable
a été effectué directement en HF en utilisant une
ligne
à ondesprogressives
excitée à 21 MHz constituée par un fil tendu au-dessus d’uneplaque
conductrice. Laphase
de la HF lelong
de laligne
vaut :à condition que la
ligne
soitadaptée.
On a pu contrôlerque la
ligne
était bienadaptée
en utilisant l’artificesuivant : à
l’adaptation,
laligne
secomporte
comme une résistance pure, et seulement dans ce cas. Les tensions relevées par les ondes 1 et 25)
sont donc71 A
On a trouvé une
impédance
caractéristique
de 200 ilce
qui
est en bon accord avec la valeurthéorique.
Résultats. - La gamme de mesure de
l’appareil
s’étend de + 60~ à -150,
avec uneprécision
de l’ordre de0,5 degré.
Laprécision
est limitée par la finesse duspot
del’oscilloscope
et le bruit de fond desamplificateurs,
mais surtout par lescapacités
para-sites inévitables introduites par les sondes(environ
2 pF).
Lettre reçue le 5 décembre 1960.
BIBLIOGRAPHIE
[1]
DAVIDSON(G. M.)
et BRADY(R. F.),
Unity
gain
ampli-fieroff ers high stability.
Electronics,
26February
1960.LE « PILE-UP » DES IMPULSIONS
ET SON INFLUENCE SUR LES SPECTRES
D’ÉNERGIE
Par P.
MOATTI,
I. Position duproblème.
-Lorsqu’on
trace unspectre
d’énergie,
au moyen d’un détecteurpropor-tionnel et d’un sélecteur
d’amplitude,
oncompte
enmême
temps
lesimpulsions
«empilées
». Il en résulteune déformation de la distribution naturelle en
ampli-tude
a)
si deuximpulsions
surviennentpendant
letemps
de résolution 0 dusystème,
on n’encompte
qu’une
seule,
de hauteursupérieure
ouégale
à laplus
grande.
b)
si deuximpulsions
sontséparées
par un intervallede
temps
supérieur
à0,
laseconde, comptée
indépen-damment, s’empile
sur la « queue» de lapremière,
et sonamplitude
est donc faussée.Je me propose de
corriger
lespectre
de distributionen hauteur
pratiquement observé,
en calculant les deuxeffets
précédents.
Jenégligerai
les coïncidences d’ordresupérieur
à2,
leur nombre étantbeaucoup plus petit
que celui desimpulsions
doubles par suite de la condi-tion élémentaire decomptage :
n : taux de
comptage ;
0 :
temps
de résolution(T
+temps
mort).
Une formule
classique
relie le nombre ncd’impulsions
doubles au nombre total n
d’impulsions
comptées
par seconde pour tout lespectre :
2. Calcul de la correction de «
pile-up
». - Jedésigne
par
cp(v)
la densité deprobabilité expérimentale
desimpulsions,
v leurhauteur ;
f ( v)
la densité deprobabi-lité vraie des
impulsions, T
la durée totale d’uneimpul-sion ; X(t)
=v(t)
la fonction de forme del’impulsion
à(
,vmax p
l’entrée du sélecteur
d’amplitude.
On
peut
grouper les deux effetsprécédents
en un seulterme correctif
Pour résoudre cette
équation intégrale,
unepremière
approximation
semblesuffisante,
enremplaçant
dansl’intégrale
lesymbole f
par y :3. Vérification
expérimentale.
~-- J’aitracé,
à l’aide d’un sélecteurrapide
du C. E.A.,
lespectre
y de Ledétecteur,
àscintillation,
comporte
un tube EMI6097-B et un cristal d’INa. La source, d’une activité de
l’ordre de
0,2
me, a étéplacée
dans troispositions
différentes,
correspondant
à des taux decomptage
variantapproximativement
comme les nombres1, 4,16
{n ~
780ep/s ; n
= 2 600cp js ; n
= 13 000cpjs,
pour tout le
spectre).
La courbeX(t)
estreprésentée
( fcg. 1 ).
J’ai
calculé,
à l’aide de la relation(3),
la correctiond’empilement
pour les troisspectres,
qui
sontrepré-sentés
(fig.
2,
3 et4).
Les allures des courbes obtenuessont très