Pour estimer les valeurs de capacité à intégrer nous avons, en première approximation, étudier l’influence de différentes valeurs dans un circuit équivalent simplifié de la boucle de mode commun. Le circuit, fig. IV.5, est composé de la capacité de mode commun intégrée au module de puissance (Ccm1), du filtre discret (Ccm2 et Lcm), et du RSIL (LISN). La source des perturbations de mode commun est modélisée par une source de tension trapézoïdale placée entre les phases du bus DC et point milieu du bras d’onduleur (le point M des fig. IV.4 et fig. IV.5). Les temps de montée et de descente sont déterminés par rapport à l’état de l’art et à des relevés expérimentaux de commutation qui seront détaillés à la section 3, page 179
(V alidation expérimentale).
Le chemin des perturbations de mode commun est approximé par une capacité parasite (Cpara). Les éléments parasites des composants du filtre sont pris en compte avec des valeurs typiques issues de la littérature et de nos caractérisations. Les inductances parasites de câblage entre le module et le filtre sont modélisées par Lconnect. Nous avons également inséré une résis-tance d’amortissement série (Rdamp) pour les capacités intégrées au module, qui matériellement
Figure IV.5– Schéma électrique équivalent de la boucle de mode commun. P aramètres Amplitude trise tf all Fpwm
Vcm 365V 70ns 50ns 15kHz
L esr epr epc
Lconnect 100nH 0.1 Ω -
-Lcm 2.3mH 50mΩ 9kΩ 30pF
Llisn 5µH 0.2 Ω -
-C esr esl Amortissement Cpara 200 pF-1.5nF 1mΩ - -Ccm1 1-10nF 10mΩ 10nH Rdamp 0-10 Ω Ccm2 100nF 50mΩ 10nH -Clisn−HF 280nF 10mΩ 60nH -Clisn−BF 7µF 100 mΩ -
-Tableau IV.1– Paramètres de la simulation du circuit équivalent de la boucle de mode commun.
se placerait au niveau du raccord entre la masse et le point milieu des condensateurs de mode commun intégrés (le point M0 de la fig.IV.4). Pour notre cas d’étude, un amortissement série est préféré car un seul composant est nécessaire par rapport à un amortissement parallèle, et cela n’introduit pas de courant de fuite en statique. La tension de mode commun, Vcmlisn est définie aux bornes du RSIL à l’Equation IV.1 pour évaluer l’efficacité du filtrage.
Vcmlisn(t) =Vlisn1(t) +Vlisn2(t) (IV.1) Nous nous intéressons particulièrement à la gamme de fréquences comprises entre 1 M Hz
et 30M Hz, car c’est dans celle-ci que doivent agir les condensateurs de mode commun qui sont intégrés au module de puissance. Vis-à-vis du respect d’un gabarit imposé par la norme dans cette gamme de fréquences, le niveau d’émissions le plus contraignant est celui de l’harmonique possédant la plus forte amplitude. Nous choisissons alors de comparer l’amplitude maximale des harmoniques de la FFT de Vcmlisn pour évaluer le filtrage. On retrouve, à la fig. IV.6, les résultats de la simulation temporelle du circuit équivalent de mode commun.
(a) Cpara=200pF. (b) Cpara=1,5nF.
Figure IV.6 –Comparaison des amplitudes maximales de la FFT deVcmlisn entre 1M Hzet 30M Hz. Les résultats sont issus d’une simulation temporelle de type circuit du schéma équivalent de la fig. IV.5
avec les paramètres du TableauIV.1.
Deux cas sont étudiés, un premier cas, fig.IV.6(a), où la capacité parasite de mode commun
Cpara est assez faible pour simuler une charge qui présente une impédance assez grande par rapport au mode commun, et un second cas plus réaliste, fig.IV.6(b), où l’ordre de grandeur de
Cpara est proche d’une impédance de mode commun capacitive que présenterait un câble court et un actionneur. La plage des valeurs de capacités étudiées pour être intégrées est comprise entre 1 nF et 10 nF. Des valeurs plus faibles auraient un impact trop limité sur le filtrage, et des valeurs plus grandes imposeraient des composants de trop grande taille, et indirectement une augmentation de la taille du module de puissance trop importante.
Les résultats de la fig. IV.6 montrent que l’amortissement contribue à atténuer de ma-nière significative l’amplitude des harmoniques. Pour une capacité parasite de mode commun
Cpara=200 pF, l’augmentation de la valeur de la capacité intégrée Ccm1 diminue peu les per-turbations. Avec Rdamp=3 Ω, l’augmentation de Ccm1 de 5 nF à 10 nF n’a pas d’effet. Pour
Cpara=1,5 nF, le niveau des perturbations est globalement supérieur. Une capacité de 5 nF
avec une résistance d’amortissement Rdamp de 3 Ω offre le meilleur compromis entre l’atténua-tion des perturbal’atténua-tions et la valeur de capacité. Ces valeurs du couple Ccm1 etRdamp présentent aussi un niveau de perturbations assez bas pour Cpara=200 pF.
Par rapport à ces résultats, il semble qu’une capacité équivalente en mode commun qui se situe autour de 5 nF soit la valeur optimale pour intégrer des condensateurs de mode commun
Figure IV.7 – Schéma électrique équivalent du bras d’onduleur et des impédances de mode commun simulé à l’aide du logiciel Saber. Le fichier MAST, définissant le circuit électrique et les valeurs des éléments du circuit, est joint à l’Annexe E, page287.
au sein du module et qu’un amortissement résistif d’environ 3 Ω est utile pour la connexion de la masse au point milieu (M0) des condensateurs de mode commun intégrés .
Grâce à ces premières conclusions, nous avons construit un modèle circuit plus fin et toujours de manière prédictive. L’objectif est de mieux quantifier le gain en atténuation mais également de voir les interactions lors des commutations, dans un environnement donné. Nous utilisons des modèles de câblage, de composants à semi-conducteurs et d’impédance de mode commun plus réalistes. Le schéma simulé est détaillé à la fig. IV.7. La charge, par rapport au comportement inductif réel d’un actionneur, est considérée ici comme une source de courant.
Le modèle du JFET-SiC, d’une puce 1200 V-20 A, est un modèle physique développé au laboratoire Ampère [29]. Le modèle de câblage est basé sur le routage d’un module de puissance utilisant des technologies de packaging et d’interconnexion traditionnelles. A partir du routage, nous avons extrait avec le logiciel INCA3D, une matrice d’impédances qui nous fournit les inductances propres et mutuelles, ainsi que les résistances du module (à 1 M Hz). Une vue en trois dimensions de la modélisation du module est jointe à l’Annexe E, page290. Le filtre discret est modélisé de manière identique au modèle simplifié présenté à la fig. IV.5. L’impédance de mode commun de la charge est partagée entre une ligne de transmission simulant un câble et un condensateur simulant l’actionneur. Les valeurs sont choisies d’après la littérature pour un câble blindé d’environ 5 m et un moteur de quelques kilowatts.
Ce modèle plus réaliste permet d’estimer plus finement le courant de mode commun circulant à travers le RSIL. La fig. IV.8montre les spectres simulés. Le point de fonctionnement est fixé à 540 V et 6 A pour l’alimentation continue. Le spectre du bras d’onduleur sans filtre discret est calculé pour montrer l’influence du filtre discret, et pour être comparé à l’état de l’art et à nos mesures. Le niveau des perturbations est assez élevé entre -30 dBA et -40 dBA, ce qui
correspond respectivement à 90 dBµA et 80 dBµA. Par rapport à notre onduleur à IGBT (fig. III.15, page 119), l’allure du spectre des perturbations sans filtre est comparable, mais le niveau est supérieur d’environ 10dBµA. Le niveau de tension légèrement supérieur (540V au lieu de 400 V) et les vitesses de commutation plus importantes des JFET-SiC génèrent des
dv/dt supérieurs qui expliquent cet écart. On peut comparer des spectres de mode commun d’un onduleur à IGBT et à JFET car la forme trapézoïdale des tensions domine l’allure du spectre de mode commun. En revanche, les différences liées au type de composant seront plus marquées à haute fréquence, les JFET ne possédant, par exemple, pas de courant de queue au blocage.
Pour revenir à l’influence des condensateurs de mode commun intégrés au module, il faut comparer les courbes rouge et bleue de la fig. IV.8. La valeur de capacité d’un condensateur entre une phase et la masse est de 3 nF (équivalent à une capacité totale de mode commun,
Ccm1=6 nF, dans le circuit équivalent de mode commun). Le point milieu des condensateurs de mode commun est relié à la masse par une résistance de 3 Ω selon nos premières simulations simplifiées. On remarque que la réduction des perturbations est efficace pour des fréquences élevées entre 7M Hz et 10M Hz. Le gain est d’environ 6dBµA, pour la valeur maximale à ces fréquences. L’ajout des condensateurs de mode commun intégrés semble également diminuer l’amplitude des perturbations au-delà de 20 M Hz, avec une atténuation supplémentaire de 6 dBµA à 10 dBµA par rapport au filtre discret. On imagine que le filtre, bien que modélisé avec des éléments parasites (esl des condensateurs et epc de l’inductance de mode commun), fournit une atténuation un peu trop optimiste car les limitations des matériaux et les couplages parasites ne sont pas pris en compte. On pourrait alors supposer que la différence d’atténuation entre un filtre discret unique et un filtre discret avec l’ajout des condensateurs intégrés soit plus importante au-delà de 10 M Hz ou 20M Hz.
Un troisième spectre de perturbations (en violet), avec simplement la présence du filtre discret, montre l’influence de la vitesse de commutation des JFET-SiC. Avec une résistance de grille de 47 Ω, à la place d’une résistance de 1 Ω, on remarque que le niveau des perturbations est le plus faible. Les vitesses de commutation sont respectivement de l’ordre de 200 ns et de 50ns. Cela montre que la solution d’intégrer des condensateurs est plutôt intéressante pour des vitesses de commutation importantes. Un tendance logique lorsque que l’on souhaite réduire les pertes en commutation en tirant partie des qualités des JFET-SiC.
En général, on note une atténuation de l’ordre de 6 dBµA à 10 dBµA dans une plage de fréquences comprises entre 5 M Hz et 30 M Hz. On limite nos conclusions à une fréquence de 30 M Hz car la validité de la simulation est très approximative au-delà de cette fréquence. Ce supplément d’atténuation est de l’ordre de grandeur des dépassements du gabarit de la norme
Figure IV.8 – FFT du courant de mode commun en dBAcirculant dans le RSIL par une simulation temporelle de type circuit (Saber) du schéma présenté à la fig.IV.7. Absisse en fréquence, de 150kHz à 200M Hz.
que nous avons mesurés avec notre filtre discret (fig. III.36, page 151). Cela répond bien au besoin d’atténuation à haute fréquence qui manque à un simple filtre discret L-C.
Grâce à ces simulations temporelles, nous constatons également que le fait d’intégrer ces condensateurs de mode commun et une résistance d’amortissement ne modifie pas significa-tivement les formes d’ondes du bras d’onduleur et les pertes par commutation. Cet aspect énergétique, comme le filtrage des perturbations, sera vérifié expérimentalement à la section3, page 179.