Pour faciliter le changement de fréquence, nous avons deux pattes à la sortie. En ajoutant une autre résistance, nous pouvons modifier la fréquence. Afin de tester la fonctionnalité de la puce, nous avons réalisé le circuit imprimé. La figure 4.14 montre la schématique de la puce et le circuit imprimé est illustré à la figure 4.15. Le PCB haute fréquence est difficile à concevoir en raison des parasites supplémentaires créés par l’interaction électromagnétique entre les composants. L’entrée nécessaire au bon fonctionnement de ce circuit est 1.8V . La fréquence doit être réglée sur la fréquence requise pour le test du convertisseur élévateur, soit 1MHz (la raison pour laquelle nous avons choisi cette fréquence est expliqué au chapitre
3). Cette fréquence de l’oscillateur est sélectionnée avec les composantes Ct et Rt.
Le principe de l’oscillateur a déjà expliqué au chapitre trois. Il se compose d’un circuit géné- rateur de courant qui fournit un courant de référence, utilisé pour charger ou décharger un condensateur Ct, et deux comparateurs. Cet oscillateur charge le condensateur de synchroni-
sation externe avec un courant constant, dont la valeur est déterminée par la résistance interne Rt. Cela produit une forme d’onde de tension en dent de scie. Nous choisissions les valeurs de
Ctet Rtde façon à avoir une fréquence de 1MHz. Mais Rtinterne n’a pas la même valeur que
celle que nous avons utilisée dans le logiciel Cadence parce que la fréquence est de moins de 1 MHz. Donc nous pouvons ajouter une autre résistance pour augmenter la fréquence à plus que 1 Mhz. Les deux comparateurs comparent la tension aux bornes d’un tel condensateur Ct
avec deux tensions VL à VH qui sont 350mV et 800mV . Le montage de test est présenté à la
Figure 4.14 – Schématique de DC/DC.
Figure 4.15 – PCB de DC/DC.
Figure 4.16 – Montage de test.
Figure 4.17 – Le signal en dent de scie.
Figure 4.18 – Le signal CK qui a la même fréquence que le signal en dent de scie. Le circuit de l’oscillateur a été mise en œuvre avec un CMOS 0.18µm. Les résultats des tests expérimentaux de la partie de l’oscillateur sont illustrés aux figures 4.17 et 4.18. La figure
4.17 montre que l’oscillateur génère un signal d’onde triangulaire. La fréquence mesurée est d’environ 1 MHz, ce qui est proche de notre simulation avec le logiciel Cadence. La figure 4.18
montre aussi la tension de CK (clock). Les fréquences du signal en dent de scie et CK sont d’environ 1MHz. Pour augmenter la fréquence, nous pouvons changer les valeurs Ct et Rt,
mais la fréquence plus élevée peut causer plus de bruit.
Après confirmation de la fonctionnalité du signal en dent de scie (rampe), l’étape suivante consiste à vérifier la fonctionnalité du convertisseur BOOST. Nous avons déjà expliqué la structure du convertisseur BOOST dans le premier chapitre. La méthode de contrôle utilisée est le PWM (Pulse Width Modulation) et, dans cette méthode la fréquence est fixe. Une partie de la tension de la sortie est détectée par les résistances d’échantillonnage R1 et R2
Figure 4.19 – La tension PWM.
Figure 4.20 – La tension de sortie.
à la figure 4.1 et comparée à une tension de référence Vref dans l’amplificateur d’erreur.
La tension d’erreur continue est amplifiée par un autre comparateur. Une autre entrée du PWM est le signal en dent de scie. Le comparateur de tension PWM génère une forme d’onde rectangulaire qui monte au niveau haut au début du triangle et au niveau bas à l’instant où le triangle traverse le niveau de tension DC de la sortie de l’amplificateur d’erreur. La largeur d’impulsion de sortie PWM est proportionnelle au niveau de tension DC de sortie de l’amplificateur d’erreur. L’impulsion de sortie PWM est envoyée à un amplificateur pour contrôler le temps d’amorçage du transistor de puissance. Le détail est expliqué dans le premier chapitre. La résistance R1 est à l’extérieur de la puce et R2 à l’intérieur. Comme la résistance
R2 est située sur la patte de rétroaction et la masse, nous pouvons améliorer la boucle du
convertisseur avec le changement de cette résistance aussi.
La capture d’écran de l’oscilloscope montrée à la figure 4.19 est le signal de PWM qui doit être appliqué à la porte du MOSFET. Comme le montre la figure 4.19, le rapport cyclique est plus de 80% et produit une tension de sortie d’environ 3.7V . La suroscillation à la sortie fait que la tension de sortie a un minimum d’environ 3.65V et un maximum d’environ 3.7V . La tension d’entrée de ce convertisseur est de 1.8V , mais quand nous diminuons cette tension jusqu’à 1.5V , on vérifie que la tension de la sortie reste constante à 3.7V (figure 4.20). Le courant traversant la source d’entrée est approximativement 52mA, avec la charge 200Ω à l’extérieur.
Table 4.4 – Le résultat de la régulation expérimental. Rout(Ω) 150 200 250 300 350 Vout(V) 3.55 3.7 3.76 3.84 3.9 Iout(mA) 23 18.5 15 12.2 11 Iin(mA) 56 52 49 44 39 η = 3.7 × 18.5mA 1.8 × 52mA = 74% (4.3)
Le résultat du calcul montre (l’équation4.3) que l’efficacité du convertisseur en pratique peut atteindre 74% avec un courant de charge de 18.5mA.
Selon la valeur du courant moyen d’entrée, nous pouvons calculer la puissance dissipée. Le calcule est montre à l’équation 4.4.
Iavr = 52mA (4.4)
P = Iavr× 1.8V = 93mA
L’efficacité du convertisseur élévateur est illustrée à la figure4.12. Le convertisseur a été teste à une fréquence de fonctionnement à 1MHz. La résistance de charge a varié de 150Ω à 350Ω et le rendement a ensuite été calculé. La figure 2.11montre deux courbes basées sur les données tableau4.2et4.3. Au fur et à mesure que le courant de charge augment, le rendement augment.
Figure 4.21 – l’efficacité de conversion, l’efficacité de post layout simulation en rouge et l’efficacité expérimental en bleu.