IGBT 85

Au cours des années 1980, un saut technologique fut franchi avec l'IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) qui est devenu le composant de puissance le plus utilisé pour les applications de moyenne puissance. Depuis une vingtaine d'années, l'intégration en électronique de puissance s'est développée, tirée par des marchés spécifiques comme l'automobile, l'éclairage ou l'électroménager. Suivant les niveaux de puissance et la tenue en tension requise, les solutions d'intégration sont monolithiques ou hybrides [1].

Du point de vue topologique, la seule différence entre le LDMOS et le LIGBT est la diffusion N+ du drain du NLDMOS qui est remplacée par un P+ pour l’anode du LIGBT. Les transistors bipolaires latéraux à grille isolée (LIGBT), ont attiré beaucoup d’intérêt récemment puisqu’ils sont intégrables, et sont des dispositifs haute tension pour les circuits intégrés de puissance, avec une meilleure résistance passante que les MOSFET de puissance, tout en conservant une commande en tension et une haute impédance d’entrée.

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Figure 3. 5: Schéma d'une structure IGBT latérale

La limitation majeure du LIGBT est la présence d’une structure parasite latérale pnpn (thyristor), qui, si activée à l’état passant peut court-circuiter la commande par la grille. Plusieurs techniques, comme une faible surface d’émetteur et une couche enterrée du coté émetteur, ont déjà été proposées pour supprimer le latch-up. Chaque dispositif résultant a un courant de latch-up 5 à 10 fois supérieur au courant de conduction en direct [10–12].

Le schéma équivalent d’un IGBT est présenté dans la Figure 3.6 [13]. L’effet thyristor apparaît quand la tension aux bornes de RP atteint la tension de seuil de la jonction base- émetteur du NPN. Dans ce cas, cette jonction est polarisée en direct et le transistor NPN est conducteur, ce qui entraîne l’effet thyristor. Dans les IGBTs modernes, cette résistance est rendue suffisamment faible pour que le thyristor ne soit plus déclenché dans le domaine de fonctionnement garanti par le constructeur. Le transistor NPN n’a alors plus d’influence sur le fonctionnement de l’IGBT dans ce domaine et le schéma équivalent se réduit alors à un transistor bipolaire PNP commandé par un MOSFET.

Figure 3.6: Circuit équivalent d'un IGBT incluant le transistor bipolaire NPN parasite.

L’injection de porteurs minoritaires dans la région de drift a pour effet de moduler la conductivité de cette région d’un facteur pouvant varier de dix à cent. Cela a pour résultat de considérablement réduire cette résistance, la rendant quasiment indépendante de la tenue en tension du composant.

Par rapport au MOSFET, un seuil de diode supplémentaire est nécessaire pour la mise en conduction de l’IGBT. Par contre, l’effet bipolaire lui confère une très faible tension de saturation.

Collecteur

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En régime de fonctionnement, le courant de l’IGBT peut être décrit au premier ordre par la relation suivante.

IA = IMOS (1 + βPNP) Equation 3.4

Où IMOS le courant circulant dans le canal et βPNP le gain en courant du transistor bipolaire PNP.

La valeur de ce gain est généralement faible et a pour rôle essentiel d’augmenter la conductivité de la zone de drift et donc de réduire la résistance à l’état passant.

En ce qui concerne son comportement en température, comme l’IGBT comporte à la fois un composant MOS et un composant bipolaire dont les coefficients en température sont opposés, il va dépendre du type de composant IGBT (punch through PT, ou non punch through NPT) et du régime en courant de l’IGBT. Lorsque la température augmente, le seuil de diode et la tension de seuil diminuent tandis que la résistance de canal du MOS et le gain en courant du bipolaire augmentent (Figure 3.7).

A faible courant, cela va résulter en un coefficient de température négatif, l’influence de la contribution ohmique étant négligeable. Par contre, à fort courant, le coefficient de température devient positif, car la dégradation de la mobilité et de la résistance de drift est alors dominante.

Un autre inconvénient de la haute température est une plus grande sensibilité au latch- up induite par l’augmentation concomitante des résistances de base RP et RN des transistors bipolaires et de leur gain en courant.

Figure 3.7: Gain en courant en fonction de la température (IB = 10 µA), [14].

Une autre différence entre le LIGBT et le LDMOS est le temps de commutation. En effet, le temps de commutation et plus particulièrement d’extinction du LIGBT est supérieur à celui du LDMOSFET. Si on parle d’un LIGBT SOI, l’oxyde enterré joue un rôle supplémentaire, qui est d’empêcher l’injection de porteurs dans le substrat. Cet avantage est

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très important pour le SOI LIGBT par rapport à celui sur substrat massif où l’injection des porteurs dans le substrat est à l’origine principale de ce temps de commutation élevé [15].

On peut noter d’après le Tableau 3.1, que le passage à l’IGBT apporte une forte amélioration des performances en termes de résistance à l’état passant et de dégradation des performances en température. Cela est obtenu au détriment de la vitesse de commutation.

Caractéristique MOS IGBT Commande Tension Tension

RON

Elevée (≈ RON(IGBT) x 5 @

1000V) Faible

Tension de saturation Elevée Faible

Aire de sécurité Grande Grande

Vitesse de commutation Rapide Moyenne

Dégradation des performances

en température Forte Moyenne

Robustesse en température Auto-ballastage Risque de latch-up

Tableau 3.1 : Comparaison IGBT / MOS pour une même tenue en tension

L’IGBT est en général utilisé pour un calibre en tension supérieur à 600 V. Dans cette étude, nous proposons de combiner un composant IGBT dans un composant LDMOS à basse tension (<100 V) dans un objectif d’améliorer les performances à haute température. L’optimisation vis-à-vis de l’immunité au latch-up va d’ailleurs concerner une part très importante de notre étude.