Etude électromagnétique par simulation 3D a) Description de la structure du modèle de simulation

Dans cette structure (Figure 3-12), nous nous intéressons particulièrement aux éléments très inductifs dans le module. Les puces elles-mêmes ainsi que les joints de brasure ne sont pas pris en considération. La nature du substrat dans ce modèle n’a pas d’importance et ne sera pas considérée également. Pour des raisons de simplification du modèle et du temps de calcul, nous choisissons un substrat classique de type PCB. En effet, dans les modules qui illustrent les techniques d’association des puces RC-IGBT et aiguilleurs du paragraphe précédent, le courant dans une maille de commutation dans le module de la Figure 3-3 par exemple parcourt le chemin : Pad RC-IGBT1 (anode face arrière) Colle1 (brasure face arrière)  Puce RC-IGBT1 5×wire bondsPuce RC-IGBT2 Colle2 (brasure face arrière)  Pad RC-IGBT2 (cathode). Compte tenu de leur section relative, les inductances équivalentes des joints de brasure ainsi que celles des puces sont négligeables devant celles des pads et des fils de câblage.

L1 L2 M1-2 2r0 l 2r0 l d

Figure 3-12 : Illustration de la structure du modèle électromagnétique d’un faisceau de

Cette structure (Figure 3-12) repose sur une géométrie paramétrée et adaptative. Dans l’exemple considéré ici, elle est composée par deux pistes de cuivre de dimensions 6mm×2mm et de 150µm d’épaisseur. Ces deux pistes sont connectées à travers un faisceau de fils de câblage composé par 5 fils. Les fils sont séparés par une distance de 1mm et les deux pistes sont séparées par une distance "d" (quand "d" augmente, la longueur des fils augmente). Chaque fils de câblage est équivalent à une inductance. Deux fils côte à côte, présentent une inductance mutuelle. Le but à travers ce modèle est de calculer l’inductance équivalente de l’ensemble (2 pistes + section de fils) et de trouver un design permettant de minimiser celle-ci. Afin de vérifier et de comparer les valeurs obtenues par les simulations physiques sous COMSOL avec des formules analytiques de la littérature [18][19][20] pour le calcul de l’inductance équivalente d’un wire bonds, d’une piste métallique en cuivre et de l’inductance mutuelle entre deux fils de câblage (voir Annexe2), cette structure est entièrement paramétrée en dimensions, nombre de fils, la distance qui les sépare, leur diamètre et la largeur des pistes en cuivre.

b) Couplage électromagnétique entre les fils de câblage

La Figure 3-13 montre la structure utilisée pour simuler l’inductance mutuelle dans le cas de deux fils de câblage. Cette structure est composée de deux pistes en cuivre connectées entre elles par deux fils en aluminium.

Figure 3-13 : Structure utilisée pour simuler l’influence de l’inductance mutuelle entre deux fils de câblage sur l’inductance équivalente d’une connexion piste/ fils de câblage /piste La Figure 3-14 montre les résultats de simulation de l’inductance équivalente de la connexion piste/2× fils de câblage /piste en fonction de la distance qui sépare les deux pistes. Ces simulations ont été faites pour différentes valeurs du diamètre des fils de câblage (10mils, 20mils et 30mils).

Chapitre 3 : Assemblage des puces multi-pôles sur substrat DBC/SMI 116 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 5,5 Induc tan ce (nH )

Distance entre les deux pistes (mm)

1 wire bond avec ø 10mils L=4.35nH

1 wire bond avec ø 20mils L=3.4nH

1 wire bond avec ø 30mils L=2.75nH

2 wire bonds en // (diamètre =10mils)

2 wire bonds en // (diamètre= 20mils)

2 wire bonds en // (diamètre=30mils)

Figure 3-14 : Couplage électromagnétique en fonction de la distance de séparation entre les fils de câblage

Selon ces résultats, nous remarquons qu’à partir d’une distance de séparation de 1mm, le couplage électromagnétique entre les deux fils est faible. C’est le cas généralement pour les composants de puissance où la distance entre les fils est assez grande (>1mm pour négliger l’inductance mutuelleΨ, l’inductance mutuelle est donc très faible et la valeur de l’inductance équivalente globale se rapproche de la valeur de l’inductance d’un fil divisée par le nombre de fils en parallèle (Léqui=L/nombre de fils).

c) Couplage électromagnétique entre les fils de câblage et les pistes

Le couplage électromagnétique (pistes/wire bondsΨ rend le calcul théorique de l’inductance équivalente de l’ensemble complexe. De ce fait, nous avons simulé sous COMSOL deux cas : le premier correspond à une piste large (5mm×6mm×150µm), et le deuxième cas correspond à une piste courte (2mm×6mm×150µm). Ces deux cas ont été simulés pour un nombre qui va de 1 jusqu’à 5 fils de 250µm de diamètre. Dans les deux cas aucune semelle métallique en face arrière de substrat n’est utilisée.

a) b)

Figure 3-15 : Simulation du couplage électromagnétique pour le cas de trois wire bonds, a) piste d’amenée dite "longue", bΨ piste d’amenée dite "courte"

La tension appliquée entre les deux pistes est de 0,1V avec une fréquence de 1MHz. Les valeurs de l’inductance équivalente de l’ensemble avec celles obtenues avec les formules théoriques (Annexe 2) sont résumées dans le Tableau. 3- 1.

Méthode de calcul ^{Nombre de} fils de câblage

Inductance équivalente (nH) Piste "longue" Piste "courte"

Formules théoriques 1 2,74 4,35 2 - 2,5 3 3,14 1,9 5 2,36 1,21 Simulation COMSOL 1 - 4,85 2 - 2,42 3 - 1,61 5 - 0,97

Tableau. 3- 1 : Résultats de simulation en comparaison avec les formules analytiques (résultats obtenus en collaboration avec Zhifeng DOU – post-doctorant au Laplace dans le

cadre d’un projet ANR EmergenceΨ (Annexe 2)

Selon les résultats de ce tableau, l’utilisation de pistes courtes en simulation sous COMSOL donne des valeurs très proches des valeurs obtenues par les formules théoriques. Ceci peut être expliqué par le fait que l’influence de l’inductance des pistes courtes est négligeable devant celle des fils de câblage dans ce cas.

d) Applications aux techniques d’assemblage des deux aiguilleurs

La Figure 3-16 présente les différentes structures simulées. Chacune fait apparaître une maille de commutation différente pour les cas : 1- report face arrière utilisant des puces RC-IGBT discrètes (Figure 3-16a), 2- report face arrière utilisant les deux tri-pôles intégrés (Figure 3-16b), 3- report flip-chip partiel utilisant les deux tri-pôles en version wire bonds (Figure 3-16c) et 4- en version PCB (Figure 3-16d).

Chapitre 3 : Assemblage des puces multi-pôles sur substrat DBC/SMI

118

Structure simulée Lignes de potentiel dans la structure

a)

b)

c)

d)

Figure 3-16 : Illustration des différentes associations simulées permettant l’estimation de l’inductance équivalente : a) report face arrière avec des puces RC-IGBT discrets, b) report face arrière avec des puces tri-pôles intégrés, c) version wire bonds du report flip-chip partiel

utilisant les deux tri-pôles, d) version PCB du report flip-chip partiel

Les courbes de la Figure 3-17 montrent les résultats de simulations. Pour chaque technique d’assemblage, l’inductance équivalente à l’interconnexion d’une maille de commutation varie

linéairement avec la distance "d" qui sépare les pistes en cuivre. En revanche, pour une distance "d" donnée, cette inductance diminue en passant du cas de référence à la version PCB du report flip chip partiel utilisant les deux tri-pôles intégrés. En effet, pour une distance d=4mm par exemple, l’inductance équivalente passe de 5,2nH pour le cas de référence à 4,25nH pour un report face arrière utilisant les puces intégrées et à 2,6nH dans le cas du report

filp chip partiel (moins de 50%) et finalement à 1nH pour la version PCB du flip chip partiel.

Figure 3-17 : Résultats de simulation 3D sous COMSOL

La technique du report flip-chip partiel utilisant des puces tri-pôles intégrées présente un intérêt important au niveau de la réduction de l’inductance parasite des connexions de puissance dans le module. Ces simulations ne prennent pas en compte l’inductance externe de la zone d’étude correspondant aux broches et connexions externes. Néanmoins dans le cas d’un découplage capacitif de la maille réalisé au plus près des puces et sur le substrat, on peut considérer que seule l’inductance interne de maille est à considérer pour la commutation.