Analyse temporelle de la surtension du semi-conducteur pour valider le modèle proposé

La Fig. 2.18 illustre la forme d'onde de tension sur le MOSFET du banc expérimental (Fig. 2.4)

pour différentes valeurs du condensateur de découplage. Afin de minimiser l’inductance de la boucle

de commutation, le condensateur est mis le plus proche possible du MOS (sur la Fig. 2.7 le cavalier

mobile du condensateur de découplage est mis au dernier point de fixation comme le montre l’image).

Pour les faibles valeurs, le dépassement de tension est très important, alors que pour de grandes

valeurs de C

dec

, le dépassement de tension est limité (comme montré dans l’Eq. 2.10). C

oss

et C

dec

génèrent diverses résonances avec les inductances parasites du circuit. Par conséquent, les fréquences

de résonance peuvent interagir et avoir un impact important sur la forme d'onde V

ds

. Nous pouvons

donc avoir un minimum de surtension dû à l’interaction des actions de C

dec

, C

oss

et des fréquences de

résonances mais il est clair que dû à sa forte sensibilité il est difficile d’exploiter ce phénomène pour

les faibles valeurs de C

dec

. A partir d’une certaine valeur assez élevée (environ 33nH), il est plus évident

d’identifier le découplage maximal possible et le comportement est plus stable à exploiter par rapport

à l’interaction des résonances pour des faibles valeurs de C

dec

.

Fig. 2.18. Mesures de la tension MOSFET du banc expérimental de la Fig. 2.4 pour différentes valeurs de condensateurs de découplage.

Des simulations temporelles dans Pspice® sont utilisées pour évaluer le dépassement de

tension (différence entre la tension crête et la valeur du bus continu, c'est-à-dire la tension MOSFET

en régime permanent à la fin de la commutation) pendant le blocage de l’interrupteur de puissance.

Le schéma de simulation qui correspond au banc expérimental est représenté sur la Fig. 2.19. Pour

rappel, les valeurs des éléments parasites sont obtenues avec une simulation 3D du banc expérimental

de la Fig. 2.4 en utilisant le logiciel Q3D d’Ansys.

En simulation, pour des faibles valeurs de capacité de découplage, 1nF et 2.2nF, le

dépassement de la tension n’est pas atteint à la première oscillation, mais à la seconde, car les

fréquences de résonance de C

oss

et C

dec

sont très proches, ce qui provoque une forte interaction entre

les deux (Fig. 2.20). On note ce phénomène dans les mesures de la Fig. 2.18 pour C

dec

=10nF, mais

compte tenu de l'extrême sensibilité des résonances aux valeurs des capacités (et notamment C

oss

qui

est non linéaire en fonction de la tension), cette propriété n'a pas été observée systématiquement en

manipulations avec toutes les valeurs de capacités comme en simulation.

48

Fig. 2.19. Schéma de simulation Pspice équivalent au banc expérimental.

Fig. 2.20. Résultats de simulation pour Cdec=1 µF (comportement habituel) par rapport à 1nF (interaction entre résonances). Coss = 250 pF.

Pour valider le modèle présenté sur la Fig. 2.15, nous mesurons le dépassement de la tension

(∆V

mos max

) sur le banc expérimental ainsi que dans les simulations. La Fig. 2.21 montre l'évolution de

ce dépassement en fonction de la capacité de découplage C

dec

pour les trois cas : le modèle proposé,

les résultats expérimentaux et les simulations Pspice®. Le dI/dt expérimental a été mesuré (350A/µs)

et injecté sous forme d'approximation linéaire dans le modèle (I

ex

de la Fig. 2.15). Cette vitesse de

commutation est assez faible comparé à ce qui se pratique classiquement. L’objectif de cette mesure

était uniquement de valider le modèle proposé. Un faible dI/dt a été choisi de façon à éviter des

problèmes expérimentaux (liés aux sondes de mesures). Le modèle n'est en aucun cas limité par de

faibles valeurs du dI/dt.

49

Fig. 2.21. Tension sur le MOSFET en fonction du condensateur de découplage (Cdec). Résultats du modèle (en bleu), mesures expérimentales (en rouge) et simulation Pspice (en orange).

Malgré la différence observable entre les résultats du modèle, l'expérience et la simulation, la

tendance générale est la même : le modèle est ainsi capable de reproduire l'impact d'un changement

de C

dec

. Les différences peuvent être expliquées puisque la source actuelle dans le modèle utilise une

rampe linéaire, ce qui n’est pas le cas dans la réalité et dans les simulations Pspice®. Une autre raison

est due à l’inductance du boîtier : même si la mesure de la tension a été effectuée avec soin, en utilisant

un chemin d’inductance très faible pour la sonde de tension, l’inductance parasite du boîtier affecte la

mesure de la tension. Enfin la capacité C

oss

, même sous forte tension, n'est pas parfaitement constante.

2.5. Analyse temporelle de la surtension du semi-conducteur pour valider le modèle

proposé (ONIX 671 d’Alstom forte puissance)

Le modèle équivalent au convertisseur de puissance ONIX 671 (Fig. 2.12) est présenté sur la

Fig. 2.22. Pour valider ce modèle expérimentalement, nous avons fait des mesures sur le banc d’essais

présenté sur la Fig. 2.23. L’objectif est ici encore de mesurer le dépassement de tension sur l’IGBT au

blocage pour différentes valeurs de capacité de découplage et différentes vitesses de commutation.

Pour ce banc d’essais, nous avons simplifié l’architecture de puissance originale présentée

précédemment : nous n’utilisons qu’un pack IGBT, le courant commuté est de 1kA et la tension

appliquée au bus continu est de 800V. Un schéma simplifié du circuit de test est présenté sur la Fig.

2.24. Les mesures de tension ont été réalisées sur l’IGBT du haut du pack avec une sonde différentielle

pour des raisons d’accessibilité aux point de mesure dans le montage du banc expérimental.

50

Fig. 2.22. Modèle complet du convertisseur l’ONIX 671.

Fig. 2.23. Banc d'essais de l’ONIX 671 réalisé à Alstom sur le site de Tarbes.

Lf: ESL + inductance parasite du bus bar

Ldec: ESL + inductance parasite du bus bar Lpack: inductance parasite du pack

+ inductance parasite du bus bar

46,9nH 2,2mΩ 13,4nH 2mΩ 376uF 41nH 160uΩ 8nF HT+ Mod1+ HT- Mod1-C1 E2

51

Fig. 2.24. Circuit équivalent simplifié du banc d'essais.

Nous faisons un test monocoup [12] (seulement deux pulses de commutation) pour les

configurations suivantes :

 _{Vitesse de commutation : 5.2kA/µs (condensateurs de découplage : 8x47uF ; 4x47uF ; 2x47uF ;}

1x47uF)

 Vitesse de commutation : 4.4kA/µs (condensateurs de découplage : 8x47uF ; 4x47uF ; 2x47uF ;

1x47uF)

 Vitesse de commutation : 2.5kA/µs (condensateurs de découplage : 8x47uF ; 4x47uF ; 2x47uF ;

1x47uF)

Nous faisons également varier la vitesse de commutation via la résistance de grille R

g

qui est

placée sur la carte de distribution. Pour la mesure de tension, nous utilisons une sonde différentielle

de 50 MHz de bande passante ; la mesure de courant est faite avec une sonde Rowgoski (CWT15 bande

passante de 0.1Hz à 16MHz). Les surtensions en fonction de la valeur de la capacité de découplage

sont présentées sur la Fig. 2.25. On note la même tendance que celle observée sur la maquette de

laboratoire. A noter cependant que la variation de la capacité de découplage ici est obtenue par un

changement de quantité de condensateurs de découplage en parallèle : on modifie ainsi l’inductance

et résistance de la boucle de commutation en changeant l'Esl de l'ensemble des condensateurs en

parallèle. Si 𝐶

𝑑𝑒𝑐

↗ (plus de condensateurs en parallèle) alors 𝐿

_𝑑𝑒𝑐

↘. Par conséquent, la surtension

diminue car 𝐿

_𝑑𝑒𝑐

fait partie de l'inductance de la boucle de commutation. Par ailleurs, l'amortissement

est également impacté via la modification des Esr. Cet effet influence donc la tendance de la courbe et

peut justifier la forme constante pour dI/dt=4.4kA/us.

52

En pratique, il n’est possible d’utiliser que des valeurs multiples de 47µF, et nous utilisons donc

la simulation pour obtenir des résultats avec d’autres valeurs. Le schéma de la Fig. 2.26 est donc utilisé

sur Simplorer d’Ansys et ses résultats sont comparés avec les mesures pour s’assurer que la simulation

présente un bon comportement vis-à-vis du banc d’essais. Le MOS_chip utilisé comme interrupteur de

puissance est configuré selon la datasheet de l’IGBT (Mitsubishi CM1200DC-34S) (son schéma

équivalent et la notice de configuration sont présentés dans l’Annexe B). La vitesse de commutation

est contrôlée en faisant varier la valeur de la résistance de grille R

g

.

Fig. 2.26. Schéma équivalent du convertisseur ONIX 671 sur Simplorer.

Nous faisons les simulations pour les mêmes configurations des essais (variation de C

dec

, R

dec

,

L

dec

en parallèle et vitesse de commutation) et les résultats sont présentés sur la Fig. 2.27. Il est clair

que nous avons un écart entre la simulation et les mesures, en revanche l’évolution des courbes est

similaire. Cet écart peut être expliqué car les inductances et résistances parasites du modèle sont

calculés via Q3D sans prendre en compte les connections du convertisseur (vis, rondelles, isolants).

Une autre raison est due à l’inductance du boîtier : même si la mesure de la tension a été effectuée

avec soin, en utilisant un chemin d’inductance très faible pour la sonde de tension, l’inductance

parasite du boîtier affecte la mesure de la tension. Ainsi, le modèle proposé (Fig. 2.22) peut être validé

en comparant ses résultats avec ceux issus de la simulation Simplorer.

53

Fig. 2.27. Résultats de simulation sur Simplorer (en bleu) et les mesures du banc d’essais (en rouge) pour trois vitesses de commutation. 0 50 100 150 200 250 300 0 100 200 300 400 Su rte n si o n (V) Cdec (µF)

dI/dt=2,5kA/µs

Mesures Simulations 0 50 100 150 200 250 300 350 0 100 200 300 400 Su rte n si o n (V) Cdec (µF)

dI/dt=4,4kA/µs

Mesures Simulations 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 0 100 200 300 400 Su rte n si o n (V) Cdec (µF)

dI/dt=5,2kA/µs

Mesures Simulations

54

Nous reprenons donc le modèle de la Fig. 2.22. La variation de la vitesse de commutation est

faite via la source de courant I

ex

. Dans un premier temps, nous gardons une valeur fixe de R

dec

(ESR

équivalent

+ résistance parasite du bus bar) et L

dec

(ESL

équivalent

+ inductance parasite du bus bar),

c’est-à-dire, nous gardons le fait d’avoir 8 condensateurs de découplage en parallèle et chacun a toujours

un ESL de 25nH (ESL

équivalent

=3.125nH) et un ESR=1mΩ (ESR

équivalent

=125µΩ) (Modèle 1, Fig. 2.28). Dans

le modèle de la Fig. 2.22, cela représente la variation de la valeur Cdec uniquement. Ensuite nous

prenons en compte une variation de quantité de condensateurs en parallèle : au lieu d’avoir toujours

8, nous pouvons estimer N condensateurs en parallèle et chacun a un ESL=25nH et un ESR=1mΩ ce qui

nous donne un ESL

équivalent

=

^25𝑛𝐻_𝑁

et un ESR

équivalent

=

^1𝑚Ω_𝑁

(Modèle 2, Fig. 2.29). Dans le modèle de la Fig.

2.22, cela représente la variation de la valeur de Cdec, d’ESL

équivalent

et d’ESR

équivalent

.

Fig. 2.28. Schéma du modèle 1 : 8 condensateurs de découplage en parallèle et chacun a toujours un ESL de 25nH (ESLéquivalent=3.125nH) et un ESR=1mΩ (ESRéquivalent=125µΩ).

Fig. 2.29. Schéma du modèle 2 : N condensateurs de découplage en parallèle et chacun a un ESL=25nH et un ESR=1mΩ (ESLéquivalent=25nH/N et ESRéquivalent =1mΩ/N).

La Fig. 2.30 présente la surtension aux bornes de l’IGBT en fonction de la capacité de

découplage qui varie de 10µF jusqu’à 10mF. Pour le cas dI/dt= 2,5kA/µs en simulation Simplorer, quand

C

dec

vaut 376µF, nous avons une hausse de la courbe qui peut correspondre à l’interaction des circuits

résonants. La courbe Simulation 2 ne prend pas en compte ce point singulier pour avoir plutôt la

tendance ∆V

mos

(C

dec

).

55

Fig. 2.30. Surtension sur le MOSFET en fonction du condensateur de découplage (modèles et simulation Simplorer).

Même s'il existe une différence entre les résultats du modèle par rapport à l'expérience et aux

simulations, la tendance générale est la même dans la partie proche de la zone où la cellule de

commutation est découplée : le modèle est ainsi capable de reproduire l'impact d'un changement de

C

dec

. Les différences peuvent être expliquées puisque la source de courant actuelle dans le modèle

utilise une décroissance linéaire, ce qui n’est pas le cas dans la réalité et dans les simulations Simplorer.

En plus, le changement des éléments C

dec

, L

dec

et R

dec

de la boucle de commutation a de l’impact sur la

vitesse de commutation (variation de ±200A/µs).

Le modèle proposé sera donc utilisé dans un processus d'optimisation pour obtenir la valeur

optimale de la capacité de découplage. Celui-ci est défini comme la quantité minimale de capacité

nécessaire pour obtenir un dépassement au maximum de 5% de plus que le dépassement transitoire

minimal possible, c'est-à-dire la valeur à partir de laquelle il n'y a plus d'intérêt à augmenter C

dec

.

56

2.6. Définition de la capacité de découplage optimale

Dans le document Conception Tridimensionnelle optimisée d'un convertisseur de traction ferroviaire à base de carbure de silicium (Sic) (Page 48-57)