3. Aspects technologiques des chaînes de conditionnement du signal

Aspects technologiques 3.

des chaînes de conditionnement du signal

3.1 D

’

’

Il existe un grand nombre de topologies possibles pour une chaîne d’acquisition du signal. La Figure 3-1 donne un aperçu d’une chaîne d’acquisition avec les contraintes principales.

Entrée - mode commun - différentielle

Protection

- tension hors plage de mesure

- ESD Signal

- unipolaire - bipolaire

A

Décalage de la plage de mesure - plage centrée sur l’alimentation

f A

A

Plage de tension de la mesure Plage de tension de l’acquisition

Convertisseur A/N

Filtre antirepliement - filtre à retard constant

Etage d’adaptation de la tension

- gain - décalage

- sortie simple ou balancée

Protection de l’entrée du convertisseur A/N

Multiplexeur analogique Elément de maintien

Figure 3-1 : Topologie générale d’une chaîne d’acquisition

3.1.1.1 Alimentation

L’alimentation des composants électroniques peut être bipolaire (dual supply), en général symétrique ou unipolaire (single supply). Le type d’alimentation a une incidence directe sur la technologie et par conséquent sur le choix des composants. Pour des systèmes embarqués, la source d’alimentation est une batterie. Bien qu’il soit possible de construire deux tensions d’alimentations symétriques en utilisant des convertisseurs DC/DC à découpage, il est en général préférable de travailler avec une seule tension. En effet les convertisseurs DC/DC à découpage sont des sources de bruit et par conséquent ils limitent la résolution de la mesure. La plage de tension étant, dans ce cas, limitée, il est indispensable de permettre aux signaux d’entrée et de sortie des amplificateurs opérationnels d’atteindre des niveaux de tension le plus proche possible de la tension d’alimentation. Cette exigence ne peut être satisfaite qu’en utilisant des amplificateurs portant la mention « Single supply » et « Rail to Rail ».

3.1.1.2 Entrée de la chaîne d’acquisition

L’entrée d’une chaîne d’acquisition peut être en mode commun ou en mode différentiel. Le signal peut être unipolaire ou bipolaire. Les entrées doivent être protégées contre les surtensions. Un point important est la plage de variation du signal d’entrée.

3.1.1.3 Filtre antirepliement

Comme le veut la théorie, il est indispensable de s’assurer que le signal d’entrée, conjugué avec la fréquence d’échantillonnage d’acquisition du signal, ne provoque pas du repliement spectral. En pratique ce point peut être réglé par un filtre dont la fréquence de coupure doit être telle que le repliement spectral soit inférieur à la résolution de la mesure. Le filtre utilisé doit être analogique.

Dans la majorité des applications la forme du signal est importante et doit être conservée. Dans ce cas l’utilisation d’un filtre de Bessel s’avère indispensable.

3.1.1.4 Décalage de la plage de tension de mesure

La plage de mesure n’est pas forcement compatible avec la plage de conversion du convertisseur A/N. Il faut donc adapter le signal de manière à ce qu’il soit toujours compris dans la plage de conversion. De plus l’amplificateur doit être adapté aux variations brusques de charges capacitives, variations dues à l’élément de maintien et à l’éventuel multiplexeur permettant de convertir plusieurs canaux analogiques avec un seul convertisseur.

3.1.2 Relation entre la plage de mesure et la plage de conversion.

La relation liant la tension d’entrée (simple ou différentielle) à la tension à l’entrée du convertisseur A/N correspond à une droite affine. Les signaux subissent donc une amplification et un décalage.

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 -1

-0.5 0 0.5 1 1.5 2 2.5

Plage de tension

Plage de tension d'entrée [ V_REF ] Plage de tension d'entrée du convertisseur A/N [ VREF ]

Figure 3-2 : Plage de tension de la chaîne d’acquisition

3.2 C

.

3.2.1.1 Alimentation de la chaîne de conditionnement

La plage de tension admissible pour l’entrée de la chaîne de conditionnement du signal va conditionner les tensions d’alimentation des composants électroniques.

En principe les tensions d’alimentation sont bipolaires (VDD, VEE) et symétriques (VDD= – VEE). Pour des systèmes embarqués de faible consommation, seule la tension de batterie est disponible. Dans ce cas, pour éviter d’ajouter le bruit de commutation des convertisseurs DC/DC, l’électronique est alimentée avec une seule tension (single supply). En générale cette tension est assez faible (inférieure à 5V) et par conséquent, pour avoir une plage de travail maximum, les signaux doivent pouvoir s’approcher le plus possible des valeurs extrêmes de la tension d’alimentation ]0V … VDD[. Il faut donc utiliser des composants offrant une plage de travail aussi proche que possible de leur tension d’alimentation (rail to rail).

3.2.1.2 Contraintes technologiques sur les amplificateurs opérationnels

Les amplificateurs opérationnels classiques présentent des limitations sur le mode commun des entrées (+) et (-) ainsi que sur la tension de sortie (swing voltage). Lorsque la ou les tensions d’alimentation sont faibles, il n’est plus possible de travailler avec ce type d’amplificateur. Il a donc fallu modifier la technologie, c'est-à-dire l’étage différentiel d’entrée et l’étage de sortie.

3.2.1.2.1 Plage des tensions d’entrée jusqu’à la tension VEE

Pour un étage différentiel d’entrée de type PMOS, PNP ou J_FET canal N, il est possible de travailler avec un mode commun sur les entrées qui atteint la tension d’alimentation inférieure. Par contre, pour des valeurs supérieures du mode commun, l’excursion de tension est limitée par la tension VGS, VBE

respectivement la tension de pincement VP des semiconducteurs. A cette limitation, il faut ajouter la tension minimum de fonctionnement des sources de courant et pour le J_FET canal N la chute de tension dans les résistances de sortie de l’étage différentiel.

La Figure 3-3 illustre ce comportement pour des étages différentiels réalisés avec des transistors PMOS et des transistors bipolaires

(-) (+)

VDD

IS

VEE

PNP

C E B

E

C B

PNP

Figure 3-3 : Mode commun compris entre VEE et VEE+VCM

La Figure 3-4 montre le cas d’un étage différentiel réalisé avec des transistors JFET canal N.

Figure 3-4 : Mode commun compris entre VEE et VEE+VCM

3.2.1.3 Plage des tensions d’entrée jusqu’à la tension VDD

L’utilisation des transistors NMOS, NPN ou JFET canal P permet de s’approcher de la tension d’alimentation supérieure avec la tension de mode commun des entrées (+) et (-) de l’amplificateur.

Par contre le problème cette fois se situe pour la tension d’alimentation inférieure.

VIS_SAT

VGS

VCM

Figure 3-5 : Mode commun compris entre VEE et VEE+VCM

La Figure 3-6 montre le cas d’un étage différentiel réalisé avec des transistors JFET canal N.

(-) (+)

JFET - P

D S D

S G

G

JFET - P VDD

IS

VEE

Figure 3-6 : Mode commun compris entre VEE et VEE+VCM

3.2.1.4 Plage des tensions d’entrée de VDD et VEE

En groupant (mise en parallèle) les étages différentiels précédents, il est possible d’obtenir une plage de mode commun équivalente à la plage de tension d’alimentation. La Figure 3-7 illustre le cas d’un étage différentiel réalisé avec des transistors MOS.

VDD

NMOS

S

D G

VEE

PMOS

G

IS

IS D

S

NMOS

S D

G

PMOS

G D

S

(+) (-)

Figure 3-7 : Mode commun compris entre VEE et VDD

3.2.1.5 Transconductance de l’étage différentiel

La Figure 3-8 montre l’allure de la transconductance de l’étage différentiel d’un amplificateur.

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

Transconductance NMOS, NPN, JFET-N

VCM

gm/Gm [1]

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

Transconductance PMOS, PNP, JFET-P

V_CM

gm/Gm [1]

-1 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2

Transconductance résulante

V_CM

gm/Gm [1]

Figure 3-8 : Transconductance gm de l’étage différentiel

Pour une entrée dont la plage s’étend sur l’ensemble des alimentations, la transconductance varie pour les deux extrémités. Cette variation s’accompagne donc d’une distorsion du signal. Par design, il est possible de fixer la partie mode commun de manière à avoir une transconductance la plus constante possible dans toute la plage de fonctionnement. De plus la contre réaction réalisée sur les amplificateurs opérationnels apportent une linéarisation de la caractéristique d’amplification

3.2.2 Caractéristiques de l’étage de sortie des amplificateurs

L’étage de sortie d’un amplificateur opérationnel classique est réalisé selon la topologie illustrée à la Figure 3-9

VDD

VEE

V0

NMOS D

G S

NMOS D

G S

Figure 3-9 : Etage de sortie d’un amplificateur opérationnel classique

On voit que la tension de sortie V0 ne peut pas atteindre les tensions d’alimentation. En effet dans le cas de transistor NMOS, la tension VGS limite la tension de sortie et pour des transistors bipolaires c’est la tension VBE. Par contre en utilisant des transistors complémentaires (PMOS, NMOS ou PNP, NPN), la tension minimale aux bornes des transistors est de quelques dizaines de millivolt pour les transistors MOS à quelques centaines de millivolt pour des transistors bipolaires.

VDD

VEE

V0

PMOS S

G D

NMOS D

G S

Figure 3-10 : Etage de sortie d’un amplificateur opérationnel rail to rail

La Figure 3-11 donne le schéma simplifié d’un amplificateur « rail to rail » d’Analog Devices (AD8517) Un extrait des caractéristiques donne les valeurs minimums admissibles pour la tension sur les entrées (+) et (-). La tension de sortie est également donnée, ceci en fonction du courant de charge et de la température.

Figure 3-11 : Schéma simplifié d’un amplificateur opérationnel « rail to rail »

Sur le schéma de principe de la Figure 3-11 on voit que les entrées du circuit sont protégées contre les décharges électrostatiques par quatre diodes (D1, D2, D3, D4). Phénomènes transitoires de la charge des amplificateurs. En sortie se sont les diodes D6 et D9 qui jouent le rôle de protection.

3.3 M

Ce paragraphe est une description des caractéristiques principales des amplificateurs pour une utilisation dans le domaine des chaînes de conditionnement des signaux.

3.3.1.1 Plage des tensions sur les entrées

La plage des tensions sur les entrées d’entrée est un paramètre important. Deux configurations de base peuvent être utilisées, soit les configurations inverseur et non-inverseur.

Dans la configuration inverseur, les entrées (+) et (-) de l’amplificateur opérationnel sont constantes.

L’entrée (+) est à un potentiel constant (par exemple la masse : GND) et l’entrée(-) se trouve, en première approximation, au même potentiel (masse virtuelle). Une variation de la tension d’entrée Vin

n’a pratiquement aucun effet sur les potentiel des entrées (+) et (-). Le mode commun est donc considéré comme constant. Pour des alimentations symétriques (VDD = -VEE), le mode commun se trouve donc à 0V.

Pour une configuration non-inverseur, en gardant l’hypothèse que les tensions sur les entrées(+) et (-) sont égales, la tension de mode commun va dépendre de la tension et des impédances Z1 et Z2. En effet, on peut écrire :

in

CM V V V

V = (+)= (−)= _3.1

La plage maximale de tension de mode commun (VCM swing) pour une utilisation normale de l’amplificateur opérationnel dépend directement de la tension de saturation de l’amplificateur.

MIN

CM MAX V

Z Z V Z

Z Z

V Z ₀

2 1

1 0

2 1

1

− +

= +

Δ _3.2

Pour une configuration suiveur (Z1=∞ et Z2=0) la tension de mode commun variera entre la tension de sortie maximum V0MAX et la tension de sortie minimum V0MIN.

Pour un montage inverseur, la tension de mode commun est constante et dépend uniquement du potentiel de la borne (+) de l’amplificateur.

inverseur non inverseur

Figure 3-12 : Montage de base des amplificateurs opérationnels

3.3.2 Amplification et décalage de tension

Lors de l’utilisation d’une seule tension d’alimentation (single supply), une composante continue doit être ajoutée au signal. La valeur de cette composante continue dépend de la plage de variation du signal utile. La référence de tension ne sera plus la masse analogique mais la valeur de la composante continue ajoutée.

La Figure 3-13 illustre diverses topologies prenant en compte un décalage du signal par une tension de référence.

Vin

VDD

V0 GND

GND

VREF R1 R2

GND

GND in VREF

R V R R V R

1 2 1

2

0 1 ⎟⎟ −

⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

REF

in V

R V R R V R

3 2 1

2

0 =− −

REF

in V

R R

R R

R V R

R V R

4 3

4 1

2 1 1

2

0 +

+ +

−

=

Vin

GND VDD

V0 GND

GND

VREF

R1 R2

R3 R4

GND

GND

REF

in V

R R

R R R V R R R

R R R V R

4 3

2 1 1 3 4

3 2 1 1 4

0 +

+ + +

− +

=

Figure 3-13 : Décalage de tension

3.3.3 Amplificateur d’instrumentation

Les amplificateurs d’instrumentation présentent une entrée différentielle de forte impédance. Ils sont formés de trois amplificateurs. La plage de tension de mode commun sur les entrées doit être inférieure aux tensions d’alimentation [VEE … VDD]. Il est possible de travailler avec une seule tension d’alimentation pour autant que le mode commun d’entrée soit dans la plage admissible.

La fonction de transfert idéale de ce montage est la suivante :

(

)

G V V V

R

V R ⎟ + − − +

⎠

⎜ ⎞

⎝⎛ +

= ( ) ( )

1 2

0 3.3

On voit qu’il est possible de décaler la sortie de VREF, ce qui peut être intéressant pour s’aligner sur la plage de conversion d’un convertisseur A/N.

Ces amplificateurs présentent une grande précision, un faible offset, une faible dérive de l’offset en fonction de la température ainsi qu’une grande réjection du mode commun. Ces caractéristiques sont principalement dues à l’ajustement des résistances aux laser lors de la fabrication du composant.

VDD

VEE

VDD

VEE

VDD

V0

VEE

VREF

Vin(+)

Vin(-) R R

R R

R

RG

R

Figure 3-14 : Amplificateur d’instrumentation

3.3.4 Amplificateur différentiel en entrée et balancé en sortie 3.3.4.1 Généralités

Pour des applications très exigeantes, c'est-à-dire pour des chaînes de conversion analogique – numérique de 16 bits et plus (application audio par exemple), il est avantageux de travailler en mode différentielle depuis l’entrée de la chaine de conditionnement jusqu’à l’entrée du convertisseur A/N, qui, lui-même doit possède une entrée différentielle. Des amplificateurs sont prévus pour ce type d’application. Ils présentent un faible bruit et un faible taux de distorsion harmonique.

Une entrée supplémentaire permet de fixer (contrôler) le mode commun de la sortie afin de rendre les tensions de chaque sortie V0(+) et V0(-) compatibles avec la plage de conversion du convertisseur A/N.

En observant la Figure 3-15, on peut écrire pour la somme des courants au nœud (-) de l’amplificateur opérationnel de droite :

) 0 ( )

( _{0 0 0}

0 + − + − − =

R V V

R V

V _{CM CM}

3.4 par conséquent

2 ) ( )

( ₀

0 0

− +

=V + V

V_{CM 3.5}

V0CM représente donc bien la valeur du mode commun de la sortie balancée.

Figure 3-15 : Amplificateur à entrée différentielle et sortie balancée

3.3.4.2 Analyse

Ce paragraphe est dédié à l’analyse des topologies les plus courantes des amplificateurs différentiels à sortie balancée.

Figure 3-16 : Etage de sortie

Le potentiel de l’entrée (-) de l’amplificateur est donné par la relation suivante )

( )

( )

( ₀

2 1

1 2

1

2 +

+ + + −

=

− V

R R V R

R R

v R _{in 3.6}

Par un calcul similaire on obtient le potentiel de la borne (+)

) ( )

( )

( ₀

4 3

3 4

3

4 −

+ + + +

=

+ V

R R V R

R R

v R _{in 3.7}

Dans le cas d’un amplificateur idéal, la condition suivante est valable )

( ) (+ =v −

v _3.8

Pour simplifier l’analyse, il est judicieux de remplacer certains termes par une variable unique.

2 1

1 2

4 3

3 1

R R

R R R

R

= +

= + β β

3.9

La relation 3.6 devient

(

)

)

(− = − ₂ V − + ₂V₀ +

v β _in β _3.10

idem pour la relation 3.7

(

)

)

(+ = − ₁V + + ₁V₀ −

v β _in β _3.11

A partir des relations précédentes, il est possible de représenter cet amplificateur sous la forme illustrée à la Figure 3-17.

Vin(-)

V0(+) V0(-) Vin(+)

1-β2

A 1-β1

β2

β1

Figure 3-17 : Etage de sortie

Sachant que l’amplificateur est idéal, les relations 3.8, 3.10 et 3.11 permettent d’écrire :

(

)

(

)

) ( )

( _{1 0 1 2}

0

2V + −βV − = −β V_in + − −β V_in −

β _3.12

Puis à l’aide de la relation 3.5

( ) ( )

(

)

V ₀

2 1

1 2

1 2

1

0 1 1 ( ) 1 ( ) 2

)

( β β

β β β β

β − + − − − + +

= +

+ _3.13

et

( ) ( )

(

)

V ₀

2 1

2 2

1 2

1

0 1 1 ( ) 1 ( ) 2

)

( β β

β β β β

β − + − − − + +

+

= −

− _3.14

La tension balancée de sortie vaut donc

( ) ( )

(

)

V

V ₀

2 1

2 1 2

1 2

1 0

0 2 1 ( ) 1 ( ) 2

) ( )

( β β

β β β

β β

β +

+ −

−

−

− + + −

=

−

−

+ _3.15

En posant R1=R3 et R2=R4, on a β1= β2= β

(

)

) 1 ( )

( ₀

0 + −V − = − V_in + −V_in −

V β

β 3.16

3.3.4.3 Entrée mode commun

En entrée mode commun, une des entrées est mise à la masse. Les exemples qui suivent montrent le cas ou vin(-)=0.

Figure 3-18 : Entrée mode commun (Vin(-)=0) Dans le cas du circuit de la Figure 3-18. Les tensions de sortie valent

CM in

CM in

V V

V

V V

V

0 2 1

2 2

1 1 0

0 2 1

1 2

1 1 0

2 ) 1 (

) (

2 ) 1 (

) (

β β

β β

β β

β β

β β

β β

+ + + +

− −

=

−

+ + + +

= − +

3.17

et par conséquent :

CM

in V

V V

V ₀

2 1

2 1 2

1 1 0

0 1 ( ) 2

2 ) ( )

( β β

β β β

β β

+ + − + +

= −

−

−

+ _3.18

En annulant la résistance R3 et en supprimant la résistance R4, on obtient le montage de la Figure 3-19

Figure 3-19 : Entrée mode commun (Vin(-)=0) avec β1=0 Dans ce cas β1=0. Les tensions de sortie valent

CM in

in

V V

V

V V

0 2

0

2 0

2 ) 1 (

) (

) 1 ( ) (

+ +

−

=

−

+

= +

β

β 3.19

et par conséquent :

CM

in V

V V

V ₀

2 0

0 2 ( ) 2

) ( )

(+ − − = + −

β ^3.20

En annulant la R1 et en supprimant la résistance R2, on obtient le montage de la Figure 3-20

Figure 3-20 : Entrée mode commun (Vin(-)=0) avec β2=0 Dans ce cas β2=0. Les tensions de sortie valent

) 1 (

) (

2 ) 1 (

) (

1 1 0

0 1

1 0

− +

−

=

−

+

− +

= +

in

CM in

V V

V V

V

β β β

β

3.21

et par conséquent :

CM

in V

V V

V_{0 0} 1 ¹ ( ) 2 ₀ 2

) ( )

(+ − − = − + +

β

β 3.22

En supprimant la résistance R1 et en annulant la résistance R2, on obtient le montage de la Figure 3-21

VDD

V0(+)

R3 R4

VEE

V0(-)

Vin(+) V0CM

Figure 3-21 : Entrée mode commun (Vin(-)=0) avec β2=1 Dans le cas du circuit de la Figure 3-21, les tensions de sortie valent

CM in

CM in

V V

V

V V

V

0 1 1

1 0

0 1 1 1

1 0

1 2 1 ) 1 (

) 1 (

21 ) 1 (

) 1 (

β β

β

β β β

β

+ + + +

− −

=

−

+ + + +

= − +

3.23

par conséquent :

CM

in V

V V

V ₀

1 1 1

1 0

0 1

21 ) 1 (

21 ) ( )

( β

β β

β

+

− − + +

= −

−

−

+ _3.24

En supprimant les résistances R1, R4 et en annulant les résistances R2 et R3, on obtient le montage de la Figure 3-18

Figure 3-22 : Entrée mode commun (Vin(-)=0) avec β1=0 et β2=1 Dans ce cas β1=0 et β2=1. Les tensions de sortie valent

CM in

in

V V

V

V V

0 0

0

2 ) ( )

(

) ( ) (

+ +

−

=

−

+

=

+ 3.25

et par conséquent :

CM

in V

V V

V₀(+)− ₀(−)=2 (+)−2 _{0 3.26}