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Quelques nouveaux types de ponts de mesure en basse
fréquence
Robert Guillien
To cite this version:
23
QUELQUES
NOUVEAUX TYPES DE PONTS DEMESURE
EN BASSEFRÉQUENCE
Par ROBERT
GUILLIEN,
Institut de Physique de l’Université de la Sarre.
Sommaire. 2014 Les
causes qui limitent la sensibilité des ponts de mesure en basse fréquence sont
exposées. Les inconvénients des transformateurs B. F. d’entrée et de sortie sont mis en relief.
Trois types, de ponts échappant à ces inconvénients sont décrits :
1° Un pont à amplificateur différentiel;
2° Un pont où, grâce à un cristal modulateur, les transformateurs B. F. sont remplacés par des
transformateurs H. F. de propriétés beaucoup plus satisfaisantes ; 3° Un pont en double T à deux tensions d’alimentation.
Ce pont peut être réalisé de sorte que son équilibre soit indépendant de la fréquence et que l’impé-dance à mesurer, les étalons, l’indicateur de zéro et les sources de tension aient un point à la masse.
PHYSIQUE APPLIQUÉE.
SUPPLÉMENT N° 1.
TOME
15,
JANVIER1954,
PAGE1. Introduction. - Aux
fréquences
inférieuresà
ioo kHz,
les
mesures decapacités
etd’angles
de
pertes
s’effectuent leplus
souvent au moyend’un
pont : pont
deSchering, pont
deSauty,
pont
en double
T,
etc.[1].
Le
pont
étant alimenté par une tension alter-nativeV = V0 cos w t,
sonéquilibre
est réaliséquand
la différence depotentiel
U entre deuxpoints appropriés
M et N est nulle. Le calcul de U àpartir
de V au moyen des lois d’Ohm et Kir-chhoff ne met enjeu
que deséquations
différen-tielles linéaires. Parsuite,
enrégime
permanent
enintroduisant les
impédances complexes Zl’ Z’2,
...,Z,,
des divers éléments dupont,
lerapport U/V
est de la forme :où
Pour réaliser
l’équilibre,
il faut à la fois :donc deux
réglages,
engénéral
fonctions de w..
2. Causes limitant la sensibilité. - En
général,
une variation accidentelle de wchange
lesréglages
d’équilibre,
maisd’habitude
la sensibilitéest limitée par une toute autre raison.
Supposons
assurés la stabilité
mécanique
etl’équilibre
ther-mique
dupont.
Cequi
limitera alors laprécision
des lectures est le faitqu’on
nepeut
annulerU
mais seulement le faire passer par un minimum. Les
réglages
dupont
ont un certain flou et parsuite une
augmentation
indéfinie de la sensibilitéde l’indicateur de zéro devient sans intérêt pour
augmenter
laprécision.
En
supposant
l’équilibre
parfaitement
réalisé à lafréquence
F de la tension d’alimentation(P w 1
21t
l’examen àl’oscillographe cathodique
de ladiffé-rence de
potentiel
résiduelle U,, entre M et N montrequ’elle
se compose de tensions :IO des
fréquences
harmoniques 2F,
3F, ... dues à ce que la tension d’alimentation V n’estjamais
parfaitement
sinusoïdale;
lepont
est bienéqui-libré pour
F,
maispeut
ne pas l’être pour2F,
3F,
...et fonctionne alors comme un indicateur
d’har-moniques,
cequi
n’est pas du tout le but désirélorsque
l’on veut mesurer uneimpédance;
20 de
fréquences
parasites :
5o Hz dues au secteur,et
autres;
30 en forme
d’impulsions
réparties
auhasard
dans le
temps.
Ce « bruit de fond » est dû à ce que, vu de sa sortieMN,
lepont
secomporte
comme .une
impédance
Z aux bornes delaquelle
existe unetension
d’agitation
thermique
due aux fluctuations derépartition
des électrons. Lapartie
nuisible du carré moyen de cette tension est donnée par laformule de
Nyquist :
AF étant la
largeur
de la bande defréquences
que laisse passerl’appareil
indicateur de zéro.3.
Augmentation
de la sensibilité. - Lastabilité étant
supposée
réalisée,
l’augmentation
de la sensibilité et de la
précision
exige
que l’on diminue leplus possible
Ur,
ou tout au moins ladéviation résiduelle de
l’indicateur
de zéro. Cette dernière condition est réalisable enemployant
un24
indicateur sélectif
qui
neréagisse qu’à
lacompo-sante de IJ
qui
a lafréquence
F :galvanomètre
àrésonance,
amplificateur
accordé sur F ou,moyen-nant certaines
précautions
concernant laphase,
un détecteur
synchrone (lock-in,
pont
dephase).
Cependant,
il resteavantageux
de diminuer lescomposantes
de Uqui
n’ont pas lafréquence
F. Eneffet,
compter
sur unegrande
sélectivité del’indicateur pour les
éliminer,
oblige
à introduireune
grande
constante detemps,
cequi
nuit à larapidité
et à la commodité des mesures. La compo-sante e2d’agitation thermique
est engénéral
peugênante
et neproduit
guère
qu’un
petit déplacement
du zéro de l’indicateur. Les tensions
parasites
duesau secteur se réduisent
grâce
à desblindages
élec-trostatiques
et éventuellementmagnétiques,
ellesrestent
cependant
souventgênantes
lorsque
lepont
possède
un transformateur de sortie.Lorsque
le
pont
est alimenté par un oscillateur àbattements,
on constate souvent que
Ur contient
unecompo-sante H. F.
gênante
qui provient
de l’un desgéné-rateurs H. F.
qui produisent
les battements. On s’en débarrassera en filtrant V ou U.L’élimination
de lagêne
due auxharmo-niques
2F,
3F,
... est recherchée habituellementen
employant
une tension d’alimentation V aussisinusoïdale que
possible.
Un autre remède consiste à choisir une structure depont
telle que si les deuxéquations
d’équilibre
sont satisfaites à lafréquence
F,
elles le soient encore sensiblement pour les
premiers
harmoniques
suivants. Ceci aégalement
l’avantage
de faciliter l’étude de la constante
diélectrique E’
etde
l’absorption diélectrique
" des isolantspré-sentant de la
dispersion.
4. Inconvénients
apportés
par lestransfor-mateurs dans les
ponts
à bassefréquence.
-Les
ponts
de mesure enlosange,
dérivés dupont
de
Wheatstone,
restent encore lesplus
répandus.
S’ilsemploient
comme indicateur de zéro untélé-phone
ou un électromètre[2],
ilspeuvent
ne pascomporter
de transformateur. Engénéral
cependant
la différence depotentiel
dedéséquilibre
U doit êtreamplifiée
avantd’agir
sur l’indicateur de zéro. Ceci est réalisable soit(fig.
Ia)
en mettant M à lamasse et
employant
un transformateurd’entrée,
soit avec un transformateur de sortie
(fig.
ib).
Le
premier
dispositif présente
deux inconvé-nients :IO Les
capacités parasites
entre le secondaire du transformateur d’entrée et la masse ne sontpas
réparties
d’une manière absolumentsymétrique.
Il en
résulte,
par suite de la self-induction dutrans-formateur,
que lesréglages
dupont
changent
unpeu avec la
fréquence,
même si l’on a utilisé lesystème
decompensation
de cescapacités
para-sites
appelé
« Terre deWagner» [3].
20 Le transformateur doit
comporter
entre sesenroulements
primaire
et secondaire un écranélectrostatique
mis à la masse.Sinon,
à la tension d’alimentation V induiteluagnétiquement
ausecondaire
du
transf ormateur
sesuperposerait
unetension induite
électrostatiquement
parcapacité
entre les deux enroulements et
déphasée
parrapport
à V. Un écran
électrostatique
est aisé àréaliser,
mais il écarte lesenroulements
du transformateuret
augmente
les fuitesmagnétiques.
Parsuite,
le. tension secondaire .
, ,
rapport
..
variebeaucoup
avec latension primaire .
fréquence
et le tauxd’harmoniques
au secondairepeut
atteindrequelques
centièmes.Le second
dispositif (fig.
1b)
ne crée pasd’har-moniques
parce que les courants dans letransfor-mateur sont très faibles
près
del’équilibre.
ParFig. I.
contre,
l’inconvénient descapacités parasites
avecla masse existe comme avec le
dispositif
de lafigure
a. Un autre défautplus
grave estqu’un
transformateur ainsi
placé
à l’entrée d’unampli-ficateur fonctionne comme un cadre : tous les
champs,
magnétiques
variables du laboratoire y induisent des tensionsindésirables,
principalement
à 5o Hz. Des
blindages
trèssoignés
sontindispen-sables pour
rendre
les mesurespossibles.
5. Pont à sortie sur
amplificateur
diffé-rentiel. - Poursupprimer
complètement
les inconvénients mentionnés auparagraphe
4précé-dent,
nous avons d’abord éliminé touttransfor-mateur en effectuant la sortie du
pont
sur unampli-ficateur différentiel.
Bien que nous ayons ensuite
employé
d’autressolutions donnant une meilleure
stabilité,
nousdonnons aussi les résultats obtenus avec un
ampli-ficateur différentiel parce
qu’ils
nécessitent unmatériel restreint et montrent une bonne
sensi-bilité.
Principe.
- Unamplificateur
différentiel idéal donnerait entre sa borne de sortie S et la masse une tension A(V12013
V2)
lorsque
ses bornesd’en-trée M et N sont
portées
à despotentiels v1
et v2Un
exemple
trèssimple
d’amplificateur
diffé-rentiel est constitué par une triode_ili g.
3).
Les tensionsvariables v,
et v2
étantappliquées
à saFig. 2. Fig. 3.
grille
et à sacathode,
la tension variable entrel’anode et la masse est :
(K,
coefficientd’amplification
de latriode;
rp résis-tanceinterne;
rb, résistance decharge).
Cedispo-sitif extrêmement
simple
nous montredéjà’
la difficulté que doivent vaincre lesamplificateurs
différentiels : enplus
du terme désiré en VI - V2figure
un terme indésirable en v2. D’une manièregénérale,
unamplificateur
différentiel a sa tension de sortie de la forme :Pour
l’emploi
entre lepont
et l’indicateur dezéro,
l’amplificateur
différentiel devra être construit de sorte que Bpuisse
être annulé.Réalisation. -- Dans le
dispositif
que nous avionsréalisé,
la tension dedéséquilibre
U d’unpont
deFig.4a.
Fig. 4 b. ’
Schering
est introduite entre lesgrilles
de deuxlampes
à cathode asservieL,
etL2 (cathode
follower)
(fig. 4
a).
L’impédance
vue de M ou de N est donctrès élevée tandis
qu’elle
n’est que dequelques
centaines d’ohms vue des cathodes de ces deuxlampes.
Cesdeux
cathodes sont réunies auxgrilles
d’une double triode
L3L4
dont la somme des courantsanodiques
restesensiblement
constante grâce
à la résistance Tk(rk
» rp, résistance’ interne deL3
etL4;
rk > rb, résistance decharge
dans l’anode deL.
ouL4).
C’est cette double triodequi
constituel’étage
différentielproprement
dit[4].
Le ’schéma linéaireéquivalent
àchaque
triodepermet
facilement l’étude de cedispositif.
Si Oglet ub2 sont les
potentiels
alternatifs desgrilles
deL,
et de
L4
(partie
variable de la 1 différence depotentiel
entre unegrille
et lamasse),
la tension alternativesur les cathodes de
L3
etL4
est sensiblementvg1+vg2 .
Les
différences depotentiel
entregrille
et cathodesont donc : :
et
Les tensions
amplifiées
recueillies sur les anodes deL3
etL4
sont donc :et
.
Un calcul
plus
rigoureux
tientcompte
de ce queles deux triodes
L3
etL4
n’ontjamais
tout à fait le même coefficientd’amplification,
mais des coeffi-cients voisinsKi
etK2
et de ce que la résistance rkn’est pas infinie. Il donne ainsi comme valeur du
rapport B
qui
détermine la tension nui-.
sible
B (vg1
+Vg2)
correspondant
àla
tension utile A(Vg1
-Vg2), l’expression :
.On diminue
déjà
lerapport -.
en constituant rkpar une
pentode
à courant constant(fig.
4
b)
qui
équivaut
à une résistancedynamique
deplusieurs
dizaines de
mégohms
tout en laissant passer uncourant
anodique
suffisant à traversL3
etL4.
Si les deuxlampes L3
etL4
sont despentodes,
on arrivera à annuler B en faisant varierKa
ouK2
par variationde la tension d’écran. Si ce
sont
destriodes,
onarrive à annuler le terme nuisible
en
prenant
les.
tensions vbY1 et Vg2 sur despotentiomètres placés
entre la masse et les cathodes deLi
etL,.
L’annu-lation de B se contrôle en réunissant M et N. et enagissant
sur unpotentiomètre
de manière à annulerla tension,
alternative 2BVg1 = 2 BVg2
sur l’anode.L’expérience
nous a montréqu’aux fréquences
dépassant
quelques
kilohertz,
il est nécessaire par suite dedéphasages
divers,
d’ajouter
unsystème
26
Résultats. 2013 Les résultats ont été
équivalents
avec une double triode ECC 40’ et avec deuxpentodes
6 J 7 pourLs
etL4.
Lafréquence
de U1
et v2
étant deIOOO Hz,
legain
était de in[vA
=I0 (V1 - V2)].
Al’égalité de v1
et V2, le termeB (v1 + v2)
étaitd’amplitude égale
à1 /2OOOe
de celle de VI et était formé essentiellement del’harmo-nique
defréquence
double.Un tel
amplificateur
différentiel associé à unpont
deSchering permet
des lecturesprécises :
Cà 2. IO-4
près,
soit AC = 0,06pF.
Mais ces lecturesne sont pas très stables : si la haute tension continue
(250 V)
qui
alimentel’amplificateur
différentielchange,
leréglage
dupont quï
donne une tensionalternative nulle à la sortie de cet
amplificateur
change.
Ceci est dû à ce que lescaractéristiques
de
L3
etL4
ne sont pas,identiques
et que leterme B
(VI
+V2)
réapparaît.
On a évitéfacile-ment cette cause d’instabilité en alimentant
l’am-plificateur
différentiel par une haute tensionsta-bilisée par
pentodes.
Il restecependant
desdépla-cements lents des
réglages
duzéro,
déplacements
produits
par la variation detempérature
des cathodes des tubesélectroniques
qui
change
leur résistance interne.Pourtant,
enopérant
rapidement
par la méthode de substitution, nous avons pu effectuerde bonnes mesures.
Amplificateur
différentiel
parlampe
unique
àpente
négative.
- Nousavons
également
imaginé
et
essayé
unamplificateur
d’unprincipe
tout à faitdifférent.
Considérons un tubeélectronique
àplusieurs
électrodes. Donnons àl’électrode
m unaccroissement de son
potentiel
égal
à v"2 et à uneautre électrode n un accroissement de son
potentiel
égal
à u,t. Le courant d’une troisième électrode p varie d’unequantité
Avec un choix convenable des tensions moyennes
des diverses
électrodes,
onpeut
arriver à avoir dansune
lampe
àplusieurs
grilles
unepente
detrans-fert
dIp/dVn
négative.
.
d
En choisissant soit les
pentes
grâce
auxpolari-sations,
soit le coefficient deproportionnalité
entre v"tet V1
et entre Vnet v2
grâce
à deuxpotentiomètres,
on arrive à ce que :
Malheureusement,
lespentes
négatives
obtenues ont été très inférieures auxpentes
positives
habi-tuelles et la tension
recueillie
dans une résistance parcouruepar ip
était en réalité inférieure à vi 2013 V2de
l’ordre de9
avec lapartie
hexode,
d’une
6E8),
latension
nuisible était ici encorecomposée
essentiellementd’harmonique 2
F et de l’ordre deV1/I50
quand
vi =v.,
Le
montage
leplus
simple
que nous ayons réalisésur ce
principe
employait
unepentode
6 J 7. Latension V1
estappliquée
à lagrille
suppresseuseportée
à84
V(pente
positive),
latension 02
estappliquée
à l’écranporté
à i8oV(pente négative).
La tension A(v,
-v2)
était recueillie sur l’anodeau
potentiel
moyen de 88 V seulement. Avec unetriode
hexode,
c’est l’émission secondairequi
permet
d’obtenir unepente
négative
de lagrille
n° 3 parrapport
à l’anode. Il estprobable
qu’avec
des tubesélectroniques
spécialement
construits pour avoir unepente
négative plus
élevée,
ceprincipe
d’amplificateur
différentiel
deviendrait intéressant. 6. Pont de mesure àchangement
defréquence.
- ,Principe.
-- Unpont,
deSchering
parexemple,
est alimenté aux extrémités de sa
diagonale
ACFig. 5.
par une tension V de basse
fréquence f
(de
20à
5O OOO Hz).
Pour réaliserl’équilibre
d’un telpont,
il est nécessaire de savoir si la différence depotentiel
defréquence
f
entre les extrémités M et N de l’autrediagonale
est nulle( fig. 5).
A cet
effet,
une oscillation auxiliaire H. F. defréquence
F’ est induite par letransformateur
H. F.T,
dans
ladiagonale
MN. Un élément non linéaire D est parcouru à la fois par le courant defréquence
Fprovenant
deT,
et par le courant defréquence
f
qui
existe si lepont
n’est paséquilibré.
Grâce à sacaractéristique
coudée,
D module le courant defréquence
.F avec lafréquence f.
Ce courant H. F. modulé induit au secondaire deT2
une tensionqui
est
envoyée
à unamplificateur.
Le transformateurT3
sert à
supprimer
parcompensation
la tensionpor-teuse de
fréquence
F,
de manière à n’acheminervers
l’amplificateur
que lesdeux
bandes latérales defréquence
F -f
et F +f ,
dontl’amplitude
estjustement
proportionnelle
à celle de la tension dedéséquilibre
VM
-YN
dupont
à lafréquence f
à
laquelle
on effectue les mesures.Ce
dispositif possède
plusieurs
avantages :
d’ha-bitume dés transformateurs B. F. à fer. Il en résulte
que
lorsque
l’on fait varierf,
le zéro dupont
sedéplace beaucoup
moins que celui d’unpont
ordi-naire. .
20 En
employant
unamplificateur
H. F. sélectif accordé sur unefréquence
fixeF 0’
onn’amplifiera
par
exemple
que F -f
=Fo.
Les tensionspara-sites dues au secteur et au bruit de fond
thermique
du
pont
seront donc très peugênantes
à cause del’effet de sélectivité.
On
peut
avantageusement,
si l’on désire faire desmesures en fonction de la
fréquence
/,
utiliser pouralimenter le
pont
ungénérateur
àbattements.
Celui-ciproduit
la tension V defréquence
f
par battemententre deux tensions H. F. de
fréquences
.F etFig. 6.
F 0 : f =F-F0.
Parsuite,
en faisant varier.F,
pour choisir lafréquence f
désirée pour les mesures, onobtient
automatiquement
à la sortie deT2
unetension de
fréquence
fixeP 0
= F -f égale
à lafréquence
surlaquelle l’amplificateur
est accordé. Iln’y
a donc aucun autreréglage
defréquence
quecelui,
inévitable,
qui
consiste à choisirf
en tournant le condensateur de’l’oscillateur
F(fig.
6).
Il est à remarquer que l’élimination de la
por-teuse est nécessaire pour réaliser la meilleure
sensi-bilité,
et doit être aussicomplète
quepossible.
En
effet,
même si laporteuse
était assez faible pour ne pas saturerl’amplificateur,
elle donnerait à sasortie dans la diode détectrice un bruit de fond dû à l’effet
Schottky
dont l’intensité estproportionnelle
à l’intensité H. F. totale. On.
augmente
donc très fortement lerapport
signal
ensupprimant
lapor-bruit teuse.
Détails de réalisation. - La
fréquence Fo
choisie était de472
kHz pourpouvoir
utiliser du matériel M. F. standard. Les oscillateurs .F etFo
étaient àcouplage électronique,
celui defréquence
F était suivi d’unelampe amplificatrice.
La tension V était de 3 0V,
safréquence pouvait
varier de I 2 Hz à 5o kHz. Comme élément non linéaireD,
nous avonsessayé
d’abord un modulateur en anneau(Westinghouse
aucuivre-oxyde
decuivre)
du modèle utilisé pour latéléphonie
par. courantporteur.
La tension modulée recueillie a été biensupérieure
avec lemontage
représenté figure
5, où D est un détecteur augermanium
(Westing-house
WG 1-II).
Les transformateursT,,
T2,
T,
sontdes transformateurs M. F. commerciaux à noyaux. de fer
divisé,
les connexions en ont été modifiéespour
secondaire . secondaire
pour diminuer les
capacités
primaire
ethl d
.
primaire blindage
Résultats. -
L’équilibre’
de cepont
reste bien stable. L’examen de la tension résiduelled’équilibre
àl’oscillographe cathodique
montrequ’elle
secompose essentiellement de bruit de fond
(dû
augermanium)
et d’une tension très faible de fré-quence2 f.
Lorsque
f
était de 5okHz,
il a étépossible
dedéceler une variation de
capacité
de o,o3pF
etun
angle
depertes
de 5 . IO-5pF.
7. Ponts de mesure à deux tensions d’alimen-tation. -
Principe. -
Considérons le schémagénérale
de lafigure 7 qui
peut
neposséder
nitrans-formateur d’entrée ni transformateur de sortie et est alimenté par les deux sources de tension V
et E. La tension U aux bornes M et N de
l’indica-teur de zéro se calcule facilement par le
principe
de
superposition
et le théorème de Thévenin[5].
Sa valeur est :Fig. 7.
en
appelant 1
et l’ ’les
expressions :
a. Si nous faisons V =
E,
nous retrouvons unpont
ordinaire en double T. Certains de cesponts
présentent l’avantage
deposséder
une masse com-mune àl’impédance
à mesurer, auximpédances
étalons,
à la tension d’alimentation et à l’indicateur de zéro. En raison de cettecommodité,
leuremploi
s’étend constamment[1].
Malheureusement leur condition
d’équilibre qui
est : .
ne
peut
être satisfaite si toutes lesimpédances
sont de même nature. Ceci est évident avec des
résistances. De
même,
si toutes lesimpédances
sontdes réactances pures, elles ne
peuvent avoir
toutes28
il en résulte que
l’équilibre
n’est réaliséqu’à
uneseule
fréquence
à lafois,
avec les inconvénients que cecicomporte :
réglages
àchanger
si Fchange,
.tension résiduelle Ur due auxharmoniques
de V.. b. Ces inconvénients des
ponts
en double T età T shunté sont
supprimés
si l’ondispose
de deux tensions d’alimentationconvenablement
choisies[7] :
E ~
V. Le cas leplus simple, qui
est facile àréa-liser,
est celui où ,E = 2013 V. La conditiond’équi-libre U = o devient alors :
Constitution du
pont.
- Il estavantageux
pour la stabilité de donner àl’impédance
à mesurer età
l’impédance
étalon àlaquelle
on la compare uneextrémité à la masse. On pourra
opérer
parcompen-sation,
l’admittance inconnue etl’admittance
éta-lonnée
étant enparallèle
de sorte que leur sommesoit constante. En
particùlier,
ceprocédé
seprête
bien à la mesure des constantes
diélectriques
enmettant la
capacité
de mesure x enparallèle
avec unecapacité
variable étalonnée C :Par contre,
lorsque
l’impédance
inconnuepeut
avoir des ordres degrandeur
trèsdifférents,
on estobligé
d’employer
une autre méthode. PrenonsZ3
comme
impédance
étalon,
Z’
commeimpédance
inconnue à mesurer. La condition
d’équilibre
donnealors :
L’impédance
inconnueZ’3 s’exprime
donc engénéral
par une fonction
homographique
del’impédance
étalonZ,.
Il estpossible
de réaliser laproportion-nalité de
Zg
3 etZ,,
soit :a. En construisant le
pont
de sorte quece
qui
donne :Si
Zl
etZ’1,
Z,
etZ’2
sont de mêmenature,
l’équilibre
sera
indépendant
de lafréquence.
b. En construisant le
pont
avecce
qui
donne :Pour des raisons de facilité de réalisation et de
lisibilité
del’échelle,
il estplus
commoded’adopter
cette
seconde
constitution dupont.
Sensibilité. - -
Appelons
sensibilité dupont
lerapport :
Chez un
pont
symétrique,
auvoisinage
del’équi-libre,
cerapport
estégal
à :Supposons
d’abordZ4
trèsélevé,
ce que l’onréaliserait par
exemple
en branchant M et N sur unamplificateur
à cathode asservie.L’expression
ci-dessus de S montre que si tous les Z sont de même nature,
Z.
doit êtrepris
trèsgrand.
S’il en estainsi, S
est maxima etégale
à 1
quand
Z1 = Z3.
On constituera donc le
pont
symétrique
avec k = I,Fig. 8.
c’est-à-dire avec
Z1 = Z§
=Z3.
Sacondition
d’équi-libre est alors :G’
l’équilibre
est obtenu par variation deZ,- -
·Considérons donc un tel
pont-
(fig.
8).
SiZ2 ;;z:
~,sa sensibilité est :
Cette
expression
de S montrequ’il
est désirable queZ,
soittoujours supérieur
àZ 3.
Si un telpont
doit mesurer à 5o Hz des
capacités
inférieures à1000 pF, Z3
dépasse
3M2. Ceci montrequ’il
estpeu souhaitable de réaliser
l’équilibre
en faisant,
varier le
rapport
Z2/Z2
au moyen d’unpotentiomètre
commercial actuel
qui,
à ces valeursélevées,
nedonnerait pas une bonne fidélité.
Par contre, il est commode de constituer
Z,
etZ’2
par descapacités,
lapremière
C2
variable,
l’autreC’2
2 fixe. Prenons commecapacité
C2
uncondensateur
à variation linéaire decapacité :
et varie de Choisissons
C§’
tel que :La condition
d’équilibre
donne :La relation
homographique
entreZ’3
et 0 donneune échelle presque
logarithmique
qui
ledevient
encore
davantage
en diminuant à ses deuxextré-mités la variation
angulaire
deC2
Laprécision
de lecture deZ’;
est alors constante sur toute l’étendue de l’échelle.Résultats. - A la
fréquence
de I2 oooHz,
unpont
tel que celui de lafigure i
1, apermis
demesurer
20o pF
avec uneprécision
de lecture de o,o2pF
limitée seulement par lagraduation
de l’échelle.
Remarque,
- Onpeut
augmenter
considéra-blement la sensibilité d’unpont
à deux tensions d’alimentation si l’on renonce à ce que sonéquilibre
soit
indépendant"
de lafréquence :
on choisiraTel est le cas
(fig.
8)
où la résonanceZ1 +
Z3 #
odonne en A et B des surtensions
augmentant
beau-coupS,
mais seulement à lafréquence
de résonance.8. Mesure des
pertes.
-- Unpont
en double T à deux tensions d’alimentationpermet
de mesurerdes
résistances,
des selfs et descapacités.
Il estFig.9.
particulièrement
bienadapté
à la mesure de celles-ci.Lorsqu’elles
présentent
despertes,
il faut deuxréglages
pourl’équilibrer,
donc,
enplus
deC2
(ou
deZ3
oùfigure
un condensateurétalonné)
un secondréglage.
Plusieurs solutions sontpossibles :
a. Avec la méthode de substitution. ---
Z’3.
.estformé d’une
capacité
C’ enparallèle
avec unerésis-tance R’ variable de o à R. La
capacité
variableétalonnée
C,
la résistance fixe R et lacapacitéa
àmesurer x montées en
parallèle
constituentl’impé-dance
Z,
(fig.
9).
Lespertes
de
x sontreprésentées
par la résistancefictive o
endérivation.
Ce
montage
nous apermis
de mesurer à la fré-quence 12 oooHz,
tg 6
avec une erreur de mesurede 2. I 0-5
quand
tg 6
=o, 5.
Le
pont
étantsymétrique,
sonéquilibre
estréalisé
quand
Z3
=Z3
3 ouCes deux
équations
donnent x et p.,b. Avec le
pont
oùc2
est variable. - Ledépha-sage dû aux
pertes
de Cr(fig.
I0)
représèntées
par est
compensé
par larésis-tance variable
r(rC==tgo).
Leséquations
d’équi-libre sont : ’
Si les
pertes
sontfaibles,
ceséquations
deviennent :Cette dernière relation montre
qu’une
lecture directe detg d’
sur lagraduation
de la résistancevariable
rexige
queC’2
soit très inférieur à C’(sinon,
ilfaudrait
faire une correction fonction deC’).
c. Avec un
déphasage
convenable de V parrapport
à E. - Gast
a montré
[8]
que dans une mesure aupont
l’onpeut
compenser lespertes
d’unecapacité
grâce
à une tensionréglable
enquadrature
avecla tension d’alimentation du
pont.
Ceci se feraittrès
simplement
ici enprenant :
.ce
qui
dans le cas d’unpont
symétrique
(fig.
I iconduit à :
9. Inverseur de
phase électronique.
- Alorsqu’aux
fréquences
basses les tensionsE
et V == - E30
secondaire
symétrique
dont le milieu est mis à lamasse,
auxfréquences dépassant
10 kHz il n’en estplus
demême,
sauf constructionspéciale,
àcause des
capacités
parasites.
Un inverseur dephase électronique
est alorspréférable.
Toutefois la
précision exigée
ici est trèssupérieure
à celle desmontages
déphaseurs
habituellement utilisés dans lesoscillographes cathodiques
ou lareproduction
de lamusique.
C’est ainsi que le«
déphaseur
cathodyne
» est inutilisable si on nelui
ajoute
pas deréglages
supplémentaires.
Lemontage
simple
de lafigure
12 a nous a donnéFig. 1 2.
satisfaction. Le
potentiomètre
de i NI 03A9 estréglé
auxfréquences
basses(10o
Hz),
le condensateur de 20pF
est
réglé
auxfréquences plus
élevées(vers
15 oooHz).
En
pratiqué,
ces deuxréglages
n’ont besoin que deretouches très
légères
auxfréquences
intermédiaires.Ils se font en vérifiant à l’aide d’un voltmètre
électronique (fig.
I2b)
que les tensions V et E enH et 1 sont bien
opposées.
La tension sur lagrille
de la
EF 42
doit alors être nulle(
VG
=VH+VI/2) .
Ceci estvérifié,
après amplification
etredressement,
par le
milliampèremètre (fig. 12
b).
Grâce à lapola-risation de la
grille
G par la tension redressée, laréponse
de ce voltmètre estapproximativement
logarithmique,
cequi
est très commode pour lesréglages.
Comme il a été dit en 8c,’ on
peut
mesurerles
pertes
en fonction de l’écart du condensateur variable(fig. I2)
avec saposition qui
annuleVc.
10. Conclusions. 2013
Nous venons
d’exposer
troisprocédés
permettant
d’affranchir
lesponts
demesure B. F. des inconvénients dus aux
transfor-mateurs.
Lequel
de ces troisprocédés
estpréfé-rable ?
a. S’il
s’agit
d’améliorer unpont
classique
enlosange déjà
existant,
l’adjonction
d’unamplifi-cateur dilférentiel donnera aux moindres frais de bons résultats si la
fréquence
d’alimentation nedépasse
pas o kHz et si des mesuresrapides
sontpossibles.
Le secondprocédé
que nous avonsappelé
pont
àchangement
defréquence
est un peuplus
compliqué
àconstruire,
maispermet,
avec une bonnestabilité,
des mesuresjusqu’à
desfréquences
dépas-sant 5o kHz.
b. S’il
s’agit
de construire unpont
pour mesurerdes
impédances
variant dans unrapport
inférieur à 19, unpont
à deux tensions tel que celui de lafigure
9 donnera une bonneprécision
enopérant
par
compensation.
c. S’il
s’agit
de mesurer desimpédances
variant dans unrapport
élevé,
unpont
à deux tensionsavec commutation des étalons et variation de
C2
Os
est satisfaisant. Un
pont
universelpermettant
demesurer les résistances de
0,2503A9
à4
M 03A9 et lescapacités
de z5pF à 4 03BCF
a étéprésenté
àl’Expo-sition de la Société de
Physique
enI953.
Manuscrit reçu le 6 juillet 1953.
BIBLIOGRAPHIE.
[1] FROMY E. 2014 Mesures en Radiotechnique, Dunod, Paris,
1948.
[2] RusT. H. H. et ENDESFELDER H. 2014 Z.
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[3] WAGNER K. W. - Elecktrotechn. Z., 1911, 32, 1001.
[4] GRAY J. W. - Chap. 11 de Vacuum tube amplifiers,
par G. VALLEY et H. WALLMANN, M. I. T. Rad. Lab. Series 18, Mc Graw Hill, New-York, 1948.
[5] Voir, par exemple : R. GUILLIEN. 2014 Bull. Union des