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Submitted on 1 Jan 1994
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Etude et modélisation des propriétés dynamiques des transistors MOS de puissance radio fréquences (UHF)
K. Kassmi, P. Rossel, Henri Tranduc, F. Oms
To cite this version:
K. Kassmi, P. Rossel, Henri Tranduc, F. Oms. Etude et modélisation des propriétés dynamiques des transistors MOS de puissance radio fréquences (UHF). Journal de Physique III, EDP Sciences, 1994, 4 (3), pp.503-529. �10.1051/jp3:1994142�. �jpa-00249119�
1. Phv; III F1cliic.e 4 (1994j 503-529 MARCH 1994~ PAGE 503
Classification Phv,tic.< Ah.>ii.ac.1.;
73.400
Etude et moddlisation des propridtds dynamiques des
transistors MOS de puissance radio frdquences (UHF)
K. Kassmi~ P. Rossel~ H. Tranduc et F. Oms
LAAS-CNRS~ 7 av. du Colonel Roche, ~107? Toulouse Cedex~ France
(Rej.u /cJ ?~ ai~ii/ 1993, act c,pt/ jr 2 dose.eliihie 1993j
Rdsumd. Le~ progrB; eiiectud, dan, la technoiogie de, tran,i,nor, MOS de pui,~ance permettent de rdali;er des compo;ant, dont le, performance, en frd÷iuence et en pui~~ance ofirent
i'opportunitd d'une utiii,ation en tant qu ampliiicateur don, ie, bande, VHF et UHF. Dan, ie domaine de~ tdidcommunication,, une application potentieile e,t i'dtage de ,ortie-dmi,-
,ion- de, rdpdteur~ de radiotdidphonie mobile dins le, bande; dtroite; 890-915 MHz et 9~5- 960 MHz alloude, au ,y,tBme europden GSM (Groupe Spdciai Mobile). Dan; cet article, ie;
propndtd, et caractdn~tique, de ce, compo;ant~ ,ont anaiy~de, ,ur la ba,e originate d'un modBle
phy,ique gdndrai, put, d'un modble ,impliiid, compatible avec le, logiciei, SPICE ei ELDO, du
tran,i~tor VDMOS de pui;;Jnce UHF. De~ vaiidation~ en rdgime ,tati÷iue, rdgime dynami÷iue petit
,ignal din;i qu en rdgime de commutation rd,I,tive ;ant tout d'abord prd,entries. Eniin, une Etude piu; ~pdciii÷iue ,ur le, propridtd, de ce, tran,i~tor; MOS en amplification de pui;,ance radio irdquences- gain en pui~wnce, pui,wnce de sortie, impddance; grand~ ,ignaux, di~tor,ion
d'intermodulation d'ordre troi,-e,t eiiectude ,ur la ba,e d'une mdthodologie d'approche temporelle. Le; comparai~on, thdorie-expdrience ,ont prd;entde~ dan~ tou; le; rdgime, de
ionctionnement de, commentaire; quant au~ performance; actuelle~ de ces produits ~ont iJit~.
Abstract. Recent progres; in the field oi power MOSFET'~ aimed at iabricating device; whose
performance, in the power and frequency domain; offer the opportunity oi working in VHF and UHF band;. In telecommunication;, the main application i~ the output stage (emi,,ion) in repeater~ oi mobile radiotelephony in the narrow bands oi 890-915 MHz and 935-960 MHz, de;igned for the European system GSM (Global System for Mobile communication,>, ln thi, paper, the main propertie~ of the power MOSFET are anaiy~ed u;ing an original physical model.
Thi~ model i~ further ~impiiiied and embedded in the ,oitware, SPICE and ELDO. Comparing the ,imulated and experimental ;tatic and ;mail ;ignal characten~tic, a; well a~ the behaviour oi
re;istive ;witching ailow~ validation oi our approach. Then, an UHF power MOSFET ampliiier
~tage I; anaiy,ed by con~idenng a time domain methodology. Good agreement i, found bet»,een experimental and simulated re~ult~ on power gain, power output, large ,ignai impedance; and
intermodulation distortion product,.
Introduction,
Les transistors MOS de puissance dtaient jusqu'b prdsent essentiellement de~iinds au contrble et h la conversion d'dnergie III. La structure de base, h canal double diffusd vertical et h grille
polysilicium, dite « VDMOS », prdsente le~ avantages ab~ence de point~ chauds, impd-
dance d'entrde capacitive, grande vitesse de commutation et inconvdnients pertes de
conduction dlevdes dans les composants haute tension de~ dispositifs unipolaires [2, 3].
Les progrb~ effectuds dans (es technologies de ces transistors MOS permettent de rdaliser des dispositifs dont [es performances en frdquence et en puissance peuvent Etre mises h profit dans
[es bandes VHF et UHF. Ces composants radio frdquences rdcents prdsentent des qualitds
comme la stabilitd thermique, une valeur relativement importante d~impddance d'entrde~ un
gain en puissance dlevd, qualitds qui peuvent @tre exploitdes dans [es dldments amplificateurs [4, 5] des sytdmes h large bande ou h bande dtroite. Dans le domaine des tdldcommunications,
une application visde est celle de l~dtage de sortie Emission des rdpdteurs de radiotdldpho-
nie mobile dans [es bandes dtroites 890-915 MHz et 935-960 MHz alloudes au systbme
europden GSM.
A ce jour, des transistors VDMOS de puissance, h grille partielle « mdtallique » ou en
« siliciure »~ prdsentent un gain en puissance de l'ordre de dix ddcibels h un gigahertz et
fournissent une puissance de sortie voisine de dix watts par centimbtre de largeur de canal.
Afin de quantifier leurs qualitds potentielles dans une utilisation d'amplification de puis~ance~
nous proposons dans cet article de prdsenter une approche gdndrale puis simplifide de
moddlisation en grands signaux de ces composants.
Nous ddcrirons tout d~abord un modble gdndral et non-lindaire du transi~tor MOS de
puissance. Un modble plus compact sera ensuite dlabord il ~era utilisd pour la simulation et la ddtermination des performances en amplification de puissance radio frdquence en rdgime grand signal. En particulier~ nous proposerons une procddure pour calculer [es impddances
d'adaptation et nous ddterminerons pour [es classes de polarisation A~ B et C~ la lindaritd en gain et la valeur du gain en puis~ance. Nous prdsenterons, pour terminer~ [es rdsultats d~une Etude de la distorsion d'intermodulation d'ordre trois, effectude dans le domaine temporel.
Dans tous [es cas, des comparaisons thdorie-expdrience seront reportdes: en rdgime statique, en rdgime dynamique petit signal, en rdgime de commutation sur charge rdsistive et
en amplification de puis~ance radio frdquence gain, puis~ance, distorsion, influence des conditions de polari~ation sur (es performances grand signal
1. Structure et schdma dquivalent.
ALrniveau structurel, [es transistors MOS de puissance UHF sont analogues h ceux qui ont dtd
ddveloppds dans la gamme VHF [7, 181. Les Electrodes de source et de drain sont non-
Grille
Polysi Si02
Couche dpitaxide N N+
Fig. I. Coupe schdmatwue du tran~i~tor VDMOS UHF (canal N h enrichissement).
jcro~~-wction of an UHF N-channel transistor.
N° 3 TRANSISTOR VDMOS DE PUISSANCE UHF 505
coplanaires le drain volumique est constitud par une couche dpitaxide N~/N+ ; le canal est rdalisd par double diffusion P-N+ la grille dite mdtallique (siliciure) est en gdndral partielle c'est-h-dire qu'elle ne recouvre pas complbtement la zone intercellulaire N~ situde entre deux diffusions P. La source et la grille, enterrde ~ous un oxyde, sont interdigitde~. Plusieurs
« doigts » ~ont mis en parallble pour augmenter le calibre en courant. La figure reprdsente
une coupe de deux demi-doigts. Sur cette structure~ on remarque que la prise de contact de
source N+ et de « body » P (court-circuit) est a~surde par un creusement dan~ la zone N+ puis
prise de contact par triple couche Ptsi-TiW-Au. Ceci permet de rdduire notablement la largeur des doigt~. Les figures ?a et 2b reprdsentent la coupe et la vue de dessus d'un tel composant,
fai~ant apparaitre la configuration interdigitde. Les particularitd~ essentielles par rapport aux
composants VHF sont un canal trbs court (infdrieur h ~m
)~ une faible rdaction entre grille et drain due h la grille partielle~ la minimisation des rdsistances d'accbs par contact siliciure et foibles longueur et largeur des doigt~. Ce sont donc de~ progrbs e~~entiellement d~ordre
a)
, » '~
,j,, ~
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9.
f ''j*
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~~'" ~~" &,' b)
W
Fig. 2. Microphotographie; d'un tran,i,tor VDMOS UHF~ a) ddtail des mdtallisation; d'un
« doigt », b) vue de des~us de la puce.
[a) SEM view of a metallization finger. b) Top ~;cw of the UHF VDMOS chip.
cgdp
zone de
"drift'
Grille Rg Ra Rd Drain
Lg Cl Ld
Cds2
Vds Id Cdsp
Rbl
Rs
zone intrinsdque Ls jonction PN
Source
Fig. 3. Modkle dynamique du transistor VDMOS (6].
[Dynamic model of the VDMOS transistor [6].]
technologique qui ont permis aux transistor~ MOS d~atteindre [es frdquence~ de fonctionne-
ment UHF.
Compte tenu de la similitude structurelle des composants UHF avec le~ transistors VHF, le
premier moddle non-lindaire que l'on peut prendre en compte est celui dtabli par Tardlvo [6~ 7j.
Ce modkle~ dont la mdthode d~dtablissement ne sera pas rappelde ici~ se traduit par un ~chdma
Equivalent reprdsentd figure 3. II est constitud par quatre « ensembles » qui correspondent h des
zones prdcises du disposltif.
1. LA ZONE ACT(vE Du CANAL LA ZONE INTRINSLQUE. Le schdma Equivalent de la rdgion
P en rdgime d~ inversion est obtenu par synthkse de circuit [12 il se compose du gdndrateur de
courant J~ et des dldments C h Cj, Rj, Rz. La mdthodologie est basde sur l'intdgration des
Equations de courant et de conservation de son flux en rdgime dynamique [8]. Ceci conduit h l'dtablissement de lois de ddpendance non-lindaires en fonction des longueur et largeur du canal, de l'dpaisseur d~oxyde, du dopage, de la mobilitd des porteurs et des polarisations. Ce schdma n'est pas simplement un modkle dit h contr61e de charge ; il inclut [es effets di~sipatifs
lids h la prdsence d'un canal conducteur rdsistif sous la grille capacitlve~ par l'intermddialre de
Rj et Rz.
On montre que doivent ttre considdrds au premier ordre I) le gdndrateur de courant, it la
capacitd Cj, iii) la rdsistance Rj. La relation liant l'expression du gdndrateur de courant aux variabie~ dlectriques tensions grille et drain est celle du transistor MOS h canal court.
Elle inclut [es effets de rdduction de mobilitd due au champ transversal et de saturation de vitesse due au champ longitudinal. La capacitd C
i est life h la capacitd d'oxyde de grille ; selon (es conditions de polarisation~ elle varie entre
~ WLC
~,
et WLC
~~,
L dtant la longueur du canal, 3
w sa largeur et C~, la capacitd d'oxyde de grille par unitd de ~urface. La rdsistance R~ (Fig. 4) a dtd calculde dans le cadre de diverses approximations (mobilitd constante,
viriable.. [12, 19-20].
N° 3 TRANSISTOR VDMOS DE PUISSANCE UHF 507
ll~
vgswv
r4 C4
vgw6v 0,1
vgs=10v vgs=8v
0 2 4 6 8 lo
Vds (V)
Fig. 4. Evolution; thdonques de la rdsi~tance R~ en fonction de la tension drain et de la tension grille (W
= 8 cm, L 2 ~m, C,,, 4 x 10~~ F.m~~). Cas de la mobiiitd variable [12].
[Theoretical behaviour of Rj a~ a function oi the gate and drain voltages (W 8 cm, L
= 2 ~m,
C,,, 4 x 10~~ F m~-) calculated with
a field dependent mobility model from [12].]
1.2 LA ZONE
« INTERCELLULAIRE » LA ZONE D'ACC#S. Cette partie Correspond h la raglan
du drain situde sous l'dlectrode de grille. Par ~ynthbse des Equations dynamiques du courant [6], ii a dtd montrd qu'un schdma de premier ordre constitud par une capacit6 C~~ et une
rdsistance R~, est suffisant pour moddliser cette partie du composant. II est apparu [2 Ii tars de l'Etude des rdgimes de commutation, qu'une valeur constante de la rdsistance R~ peut Etre
considdrde comme adaptde h sa moddlisation. Par contre, la capacit6 C~~ est fortement
ddpendante de sa tension aux brines c'est une capacitd MOS moddlisde (Fig. 5) par une capacitd d'oxyde fixe C~~~~~ en sane avec une capacitd de « ddpldtion » du semiconducteur Cgdde;
1.3 LA JoNcTioN PN. En r6gime d'amplification radio fr6quences, la jonction form6e par
la diffusion P et le drain dpitaxid N- est toujours polarisde en inverse. Le sch6ma (Fig. 5) est
alors constitud des rdsistances de «base» R~j et R~j et des composantes C~,j et
cgdmax
~ ~
Grille ~
Rs
Source Jd
Rb2 Rbi
~~~~~~ ~
~~
Cds2 Cdsl ~
Fig. 5. Locali~ation de quelques dldment~ du moddle dans la ~tructure du VDMOS.
[Location of ;ome localized element; of the VDMOS model.]
C~,j de la capacitd de transition (ides respectivement aux rdgions frontale et cylindrique de la
jonction. Ces capacitds suivent (es ddpendances classiques en ionction de la polarisation
inverse [6, 2?].
1.4 LES AUTRES fLfMENTS INTERNES.
ii Pour atteindre le drain. (es dlectrons doivent traverser la zone N- dpitaxide celle-ci agit
comme une rdsistance sane de ddfocalisation R~ dont la valeur est choisie inddpendante des
tensions [9, 10].
ii) Les recouvrements grille/source N+ et mdtal de source/grille sont traduits par les
capacitds fixes C~,j et C,,,j.
iii L'accbs h la grille e~t matdrialisd par une rdsistance s6rie R~ ~ui traduit, au premier ordre, l'eiiet de propagation transversal sur le doigt de grille.
Pour comp16ter, it ne manque que le~ dldments parasites dus au montage et au boitier h savoir, principalement, (es inductances de grille et de ~ource. L~ et L,, (ides aux intercon-
nexions et (es capacitds interdlectrodes C~,~, C~,~ et C~,j~. Le schdma Equivalent complet du VDMOS (Fig. 3 comporte une vingtaine d'd16ments lindaires et non-lindaires. II ne peut Etre traitd que par des simulateurs non-lindaires
« ouverts » tels que ASTEC III [?3].
Son principal avantage est d'Etre rigoureux et gdndral. Ii a permis en particulier de traiter des Etudes ~pdcifiques telles que la conception des composants VHF [7] et la ddtermination de~
limites de performances puissance-frdquence [6]. II permet dgalement de quantifier certains
d16ments essentiels dans le domaine d'utilisation radio frdquences. En particulier, la
ddtermination de l'impddance d'entrde-qui met en jeu l'dldment di~sipatif Rj- fera
toujours rdfdrence h ce modble.
Ses principaux inconvdnient~ sont
. sa complexitd de mise en ceuvre danq (es logiciels de calcul des circuits,
. la difficultd d'dtablir des mdthodes d'extraction des parambtres le calcul de certains
dldments fait appel h des grandeurs gdomdtriques ou physiques non accessibles par
caractdrisation dlectrique du composant,
. la difficultd de cerner le poids relatif des dldments sur (es caract6ri~tiques dlectriques, le nombre de parambtre~ mis en jeux dtant dlevd.
2. Modkle rkduit pour l'amplification radio frkquence.
Dan~ la mdthodologie de moddlisation des composants MOS pour radio frdquences que nous suivons, notre approche a consistd, sur la base du modble topologie et relations prdcd-
dent
I) h effectuer une Etude paramdtrique pour ddterminer (es dldments de poids prdponddrants
ou (es 616ments pouvant Etre regroupds pour simplifier la topologie du circuit.
ii) h simplifier des relations et h lindariser des branches du circuit, dans la mesure du
possible.
iii) h reprdsenter certaines branches non pa~ directement par des rdsistances ou capacit6s non-lindaires, mars par des
« macro-modbles » dan~ le simulateur mis en ceuvre.
C'est ainsi que, pour des composant~ modernes et performants et pour des logiciels
standardisds de simulation de circuit~ tels que SPICE [24] ou ELDO [25] qui peut (ire )es
descriptions SPICE, nous avons pu proposer un ~chdma Equivalent UHF compact (Fig. 61.
pour lequel l'acquisition des parambtres est claire. II permet de traiter (es principaux rdgimes
d'utilisation continu, dynamique petit~ signaux, commutation rdsistive. radio irdquence UHF
grands signaux- classes A, B. C- et analy~e de distorsion d'intermodulation. Cette
philosophie de moddlisation ne peut fitre justifide qua p~>steri~>ri, car certaines hypothBses
N° ~ TRANSISTOR VDMOS DE PUISSANCE UHF 509
VDG
W
Cgd EG3(-(38,32))
~ ~
cgddes ID
Ra+Rd Ld ~
IG
- Lg Rg
Vds
VDS Ml
Vgs
VGS R2
_
Fig. 6. Modkle rdduit le ;chdma Equivalent grand ~ignal du VDMOS.
[Reduced model the large signal equivalent circuit of the MOST.
simplificatrice~ ddpendent de la structure, de la gdomdtrie des transistors et du rdgime de fonctionnement auquel on s'intdresse.
2.I LES fLfMENTS Du RLGIME STATIQUE. Le gdndrateur de courant est reprd~entd par la
source de courant contr016e, impldment6e dins le modBle de transistor MOS
<~ niveau 3 » [261
de la bibliothBque SPICE notd Ml sur le circuit dquivalent auquel on rajoute, de fagon
externe et en sane avec l'Electrode de drain, la rdsistance d'accds R~ et la rdsistance de la zone
de « drift
» R~ (Fig. 61. En rdgime de conduction ohmique, son expression est
1,~ ~1~~~
~ C,~, (V~, V~ V~, + FB
~~'
L
oh V~, est la tension aux bornes de ce gdn6rateur de courant, V~ la tension de seuil,
V~, la tension de grille effective. Le terme FB, qui permet de tenir compte du coefficient de substrat dit
« body effect » et de la modulation du courant par (es effet~ de petites dimension;,
est pris dgal h zdro en effet, dan~ ce type de structure, h drain peu dopd, la modulation de
longueur de canal est peu sensible bien que le canal soft trbs court [27]. La mobilitd
~ca~ des porteurs dans la couche inversde du canal est aifectde h la fois par la composante transversale et par la composante longitudinale du champ dlectrique elle est donnde par la relation
l~,
~~~~
~l, V
d,
~~~
l +
~m,1, ~
* ~~'~~
/
~ ~~~"~° ~'~
(vj.vT> <~,v>
/ o
Kp
Pente VGS(V>VGS (V>
vT Fig.
sane.
[Determination
off V~~~ repr6sente la valeur limite de la vitesse des porteurs dans le canal, ~c, la mobilit6 en surface dans la couche inversde du canal, qui ddpend du champ dlectrique transversal coeifi- cient 8- suivant l'expression
lLo
~'~
+ &(V~, V~)
~~~
off ~co est la mobilitd h champ faible.
En rdgime pincd, l'hypothbse de saturation parfaite se traduisant par une caractdristique de sortie horizontale est justifide par le fait que la structure a un drain morns dopd que la diffusion du canal (structure LDD « Low Doped Drain »>.
Les procddures exp6rimentales d'acquisition des parambtres intervenant dans ces relations et celles des r6sistances sdrie sont ddtail16es dans (es rdfdrence~ [I1, 17, 21]. En particulier, il
faut noter que le coefficient K~(~c~.C~~ W/L doit impdrativement Etre obtenu (Fig. 7) par la
mesure de pente de la caract6ristique de tran~fert bas niveau et non par l'assimilation classique
de la caract6ristique de transfert en r6gime pincd h une lot parabolique. La sdparation entre l'effet des rdsistances s6rie et de la r6duction de mobilitd transverse II 7] se fait en deux dtapes
I) la d6termination globale de R,j +R~+ 8/K~ selon le diagramme des Evolutions de la
conductance de sortie Su (Fig. 71, 2) le calcul, h partir d'un abaque, des valeurs de Men fonction de l'6paisseur de l'oxyde de grille [21].
Dans la pratique. (es r6sistances R~ et R~ sont fondues en une seule rdsistance notde R~ + R~ du fait de leur poids respectif [28].
2.2 LES fL#MENTS DU R#GIME DYNAMIQUE.
. C~~~. C~,j, C~~j, C~ sont assocides en une seule capacitd notde C~,, consid6rde comme
constante en premibre approximation.
. De mEme Cj, C~~, C~~~ sont fondues en une seule capacitd non lindaire C~,i, sa
reprdsentation sera prdcisde plus loin.
. C~,j, C~~j, C~~~ sort regroupdes en une seule capacitd C~,, capacitd non lindaire de transition de diode.
. Les capacitds C~ et C4 sont ndglig6es ainsi que (es r6sistances Rj. R~j et R~~.
. Les d16ments R~, R,. L,, L~, L~ sont conservds dans la topologie le poids de certains
d'entre eux est n61igeable dans des dispositifs bien congus ou bien as~emblds. Dans la
pratique, R~ et R, sont pris h des valeurs trbs faibles elles sont ndgligeables pour ces
