HAL Id: jpa-00249300
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Submitted on 1 Jan 1995
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Approche dynamique du premier harmonique pour la modélisation de convertisseurs AC-AC à étage intermédiaire continu. Application aux générateurs à
induction
S. Bacha, J. Rognon, J. Ferrieux, M. Bendaas
To cite this version:
S. Bacha, J. Rognon, J. Ferrieux, M. Bendaas. Approche dynamique du premier harmonique pour la modélisation de convertisseurs AC-AC à étage intermédiaire continu. Application aux générateurs à induction. Journal de Physique III, EDP Sciences, 1995, 5 (2), pp.145-160. �10.1051/jp3:1995116�.
�jpa-00249300�
J.
Phys.
III France 5 (1995) 145-160 FEBRUARY1995, PAGE 145Classification
Physics
Abstracts02.70 02.10 02.60 02.90
Apprpche dynamique du premier harmonique pour la
mod61isation de convertisseurs AC-AC h stage interm6diaire continu. Application
auxg6n6rateurs h induction
S. Bacha, J. P.
Rognon,
J. P Fe«ieux et M. L. BendaasLaboratoire d'Electrotechnique de Grenoble, URA CNRS 355, ENSIEG, B-P 46, 38402 St Martin d'Hbres Cedex, France
(Repu le 29 mars J994, rdvisd le 6 octobre J994, acceptd le 8 novembre J994)
R4sum4. Dans cet article, ii est prdsent6 une technique de mod61isation de convertisseurs pr6-
sentant h la fois des stages continus et altematifs. Cette technique est bas6e sur une approche
dynamique de la m6thode du premier harrronique. La technique est tout d'abord appliqu6e h un convertisseur id6alis6 pour due ensuite dtendue h une structure travaillant en conduction discon- tinue. En demier lieu, des simulations viennent valider le mod61e continu mis au point.
Abstract. In this paper, we present a modelling technique for power electronics converters with both DC and AC stages. This technique is based on a dynamical approach of the first har-
monic method. The approach is first applied to an idealized converter and second is extended to
a framework working under discontinuous conduction mode. At the end, comparative simula- tions are done to validate the continuous built model.
1. Introduction
Du
point
de vuelnath6matique,
les circuits61ectriques
comprenant des convertisseurs stati- ques peuvent ttre d6crits par un ensemblecyclique d'6quations
d'6tatco«espondant
auxdiff6rentes
configurations 61ectriques r6pertori6es
sur lecycle
de fonctionnement des conver-tisseurs. Le concepteur des
systbmes
de commande doit transformer le modbleoriginal
dis-continu en un modble continu
repr6sentant macroscopiquement
au mieux les comportementsdynarniques
etstatiques
du circuit, tout en restant d'unemploi
ais6. Pour ce faire,l'approche
moyenne est tout h faitindiqu6e
[1, 2].Toutefois, le modble moyen
classique
ne peuts'appliquer
telquel
aux convertisseurs tra-vaillant en conduction discontinue ou
lorsque
certaines variables d'6tat sont h valeurmoyenne nulle. Afin de
pallier
cette insuffisance, des modbles d6riv6s ant 6t6d6velopp6s,
chacun
s'appliquant plus
ou mains h un cas defigure particulier.
Pour les convertisseurspr6-
sentant un
4tage
interm6diaire altematif, nous citerons le modble dit du « G6n6rateurMoyen
Q
Les Editions de Physique 1995Equivalent
» (G.M.E.) [3, 4], et le mod~le dupremier harmonique, qui
suscite encore destravaux r6cents
[5].
Ces deux modmespr6sentent
des inconv6nients et desqualit6s comp16-
mentaires le
premier ignore
ladynamique
del'6tage
altematif et le second ladynamique
del'6tage
continu. L'id6e de cet article est de faire le lien entre les deux m6thodes encouplant
lesgrandeurs
continues et altematives. Lepoint
ded6part
en est l'article de Sanders et al. [6]qui
a servi de base h l'61aboration d'une m6thode de mod61isation pour les alimentations hd6coupage sym6trique
[7,8]
; cette m6thode moyenne est bas6e sur und6veloppement
en sd- rie de Fouriercomplexe
desgrandeurs 61ectriques
; faute determinologie ad6quate
nous lad6nommerons « m6thode
dynamique
dupremier harmonique
»(D.P.H.).
Ceci a abouti, entreautres, h l'61aboration d'une loi de commande
perforrnante, simple
de mise en ~euvre etg6n6-
ralis6e h la farnille des convertisseurs hd6coupage sym6trique
[1Ii.L'article d6bute par un
rappel
des m6thodes dug6n6rateur
moyen6quivalent
et dupremier harmonique,
et par uneapplication
de ces m6thodes h la mod61isation d'ung6n6rateur
h in-duction id6alis6 le circuit de
puissance
estcompos6
d'une source de tension, d'une induc-tance de
lissage
et d'un comrnutateur de courant commands hfr6quence
fixe alimentant unecharge
oscillanteparallble.
Dans un second temps nous introduisons la m6thodedynamique
du
premier harmonique
et, surl'exemple pr6c6dent,
nous comparons en simulation les r6- sultats des diff6rents modbles avec ceux du modme exact discontinu. En demibrepartie,
ungradateur
estajout6
en s6rie avec l'inducteur dansl'optique
de l'alimentation deplusieurs charges
hpartir
d'un seul commutateur de courant lapuissance
est modu16e individuelle-ment sur
chaque charge
en commandantl'angle
dephase
dugradateur
par rapport au passageh z6ro du courant de sortie du commutateur.
2. Pr4sentation et modkle discontinu d'un
g4n4rateur
id4alis42,I. PRtSENTATION Du CIRCUIT DE PUISSANCB. Le circuit consid6r6 pour l'6tude est cons-
titu6 d'une source de
tension,
d'une inductance delissage
et d'un commutateur de courant par- fait alimentant unecharge
oscillanteparalmle (Fig, ii.
Le commutateur est commands h fr6-quence fixe.
Ce convertisseur permet, h
partir
d'une source de tension variable(redresseur
commands, mod61is6 ici par la source El, d'alimenter un inducteur dechauffage
par induction(L).
Lacharge
de cet inducteur est moddlisde par une r6sistance R et lapuissance
r6active de cetensemble est
compens6e
par le condensateur C.Lf L
Rf i~
i~
~Tl
E v R
~
T2
Fig. I. Converfisseur id6alis6.
[Idealized converter.]
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 147
On retrouve alors un convertisseur direct courant-tension,
sym6trique,
dent lesinterrup-
teurs devront
pr6senter
un comportementstatique
unidirectionnel en courant(de
0 h i~) etbidirectionnel en tension
(
+u~).
Le comportementdynamique d6pend
de la valeur relative de lafr6quence
ded6coupage (f= I/T)
par rapport h lafr6quence
de r6sonance propre ducircuit R, L, C
(f~). Ainsi,
la commutation command6e hl'amorgage (thyristors)
estrequise
pourf> f,
2.2. PRINCIPB Du MOD~LE BXACT DISCONTINU. Un convertisseur peut fitre
repr6sent6
sous laforme des N
systbmes d'6quations
suivants~/~ ~i~~~~
~
~i ~~~~'
> ~ ~ ~ avec~
N~i~~t-l~~
>=I
off
x(t)
est le vecteur d'6tatIn), e(t)
le vecteurrepr6sentant
les sourcesinddpendantes
dusystbme (p),
A, la matrice d'6tatIn xn),
B, la matrice d'entr6eIn xp),
T lap6riode
de fonctionnement du convertisseur et N le nombre deconfigurations prises
parpdriode
; les t,reprdsentent
les instants de commutation d'uneconfiguration
h l'autre.Une 6criture
plus
compacte donne : NI=
£[A~x+B,e]h,.
i=i
Pour
comp16ter
cettedescription,
it faut inclure la fonction Hqui
commande le passage d'uneconfiguration
h une autre :h( t)
=
HI
x, e,t)
ohhit )
=[hj, h~,..
,
h~]§
les diffdrents scalaires h~(t)
prenant des valeurs dans l'ensemble discret(u~, u~), gdn6ralement (0, II-
2.3. APPLICATION Au GtNtRATBUR IDtALISt. En posant le vecteur d'6tat suivant
X#
[i~v~ i~]~
Le modble exact du convertisseur est alors donn6 par :
I =
(A~
x + B~E)h~
+(A~
x +B~ E)h~
(la)avec
R~ i R~
-j j
0-j +j
0 1I f I f
[
A ~ l A ~ l B =B =
~
(lb)
C C ' ~ C C ' ~ °
~ l
_R
~ l
_R
0
L L
Les fonctions
hj
et h~ sent d6finies comme suitI si
Tj
etT(
ferm6set T~ etT[
ouverts~i"
o siT~ et
T[
ferm6set T~ etT(
ouvertsh~ est
comp16mentaire
de h~.En d6finissant la fonction
u(t)
telle que:u=2h~-1;
it estpossible
de mettre lesystbme (I)
sous une formeunique
I =
(A~
+uA~)x
+ BE(2a)
avec
A~ +
A~
A~A~
A~
=,
Ap = ~ et B
= B~ =
B~
d'ob
)
°°10 )
0A~
= o o IA~
= 1 ~ ~ B = ~~(2b)
~ 1 ~ ~
o
L L
Ceci aboutit au sch6ma
61ectrique
de lafigure
2qui
reflbte le modble exact.Lf
LRf
if ILlv~,u
if-u
l~
E v~
Fig. 2. Sch6ma exact 6quivalent.
[Exact equivalent circuit.]
3. Mod41isation par la m4thode du
g4n4rateur
moyen4quivalent
3.I. PRINCIPB Du GfNtRATBUR MOYBN
fQUIVALBNT.
-Le convertisseur est h deuxstages,
l'un continu,
gouvem6
par une constante de temps dite «lente », l'autre altematif, dit «ra-pide
». II peut se ramener h unsyst~me
continu oh les oscillations dues h ladynamique
alter-native sent
ignor6es
[2].Pour ce, on
procbde
h unes6paration
des variables altematives et continuesrespectivement
index6es par « a » et « c »,N
X~
=£ (A~~ X~
+ A [(~X~ +Bj'~
e) h, (3)
N
X~ =
£ (A)[~ X~+A)(~X
+ B)~~e) h~. (4)
~
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 149
De
l'6quation (3),
on d6termine l'6tat stationnaire des variables altemativesi~ (X~, t), lequel
est introduit dans
l'6quation (4),
cequi
donnekc
N"
lL i~1[~ '~c
~ ~ll~la (
~'~°c)
~~l~
~~i
(~)En
proc6dant
h la moyenne sur lap6riode
T, on aboutit au comportement moyen :k~
=j ii~
oh
N
,~
f~ (
X~)
=
£ (A)(~
X~ +A)[~ X~ (
t, X~)
+ B)~~e
) h,
dt.(6)
~
i i
i~ ,
Ce modble
ignore
donc ladynamique
del'6tage
altematif, maispr6serve
ladynamique
bassefr6quence
de lapartie
continue.3.2. APPLICATION Au GfNfRATBUR iDfAList. En reprenant les notations
pr6c6dentes
et enposant:
X~=i~
etX)= [u~i~],
ons6pare
les variables altematives u~ et i~ de la variable continueI~.
On obtient alors les deux
systbmes
:i~
=
~~
X~ + 0
X~.u
+ E(7)
f f f
et
1
o -)j
i~=
C X~ u+ ~X~. (8)
o~
L -z
Pour chercher
i~(X~, t),
nous pouvonsemployer
la m6thode dupremier harmonique,
en lajustifiant
par le fait quel'6quation
de lapartie
altemative(8)
se caract6rise par unsystbme d'6quations
diff6rentielles ordinaires h coefficients constants et h entr6ep6riodique (X~ u)
de
plus
lapuissance
est transmise h lacharge
essentiellement par lepremier harmonique
;nous sommes ramen6s au sch6ma de la
figure
3.En
remplagant
X~ pari~ (X~, t),
c'est-h-dire en d6terminant i~~ etu~~
(respectivement
les fon- damentaux du courant i~ et de la tension u~ dans le sch6ma de laFig. 3)
en fonction du cou- rant ipl'6quation (7)
se transforme en :i~=f~(i~)=jl~(-)X~+[-£ 0ji~(t,X~).u+)E)dt. (9)
o I I f
En prenant comme
origine
desphases
le passage h I de u, et connaissant le module (Z~( etl'argument
p del'imp6dance
Z~:jl~([~ 0ji~.U)dt#- §~)~COS(p)X~#-~~ [. (lo)
0 R f f
1-
~ Ze
n Vc ~ n
Fig. 3. Sch6ma Equivalent au sens du premier harrnonique.
[First harmonic equivalent circuit.]
Soit
i~=-~~)~~ i~+£
E (11)I I
avec :
(Z~( cos
( p)
=~ ~ ~ ~ R~ =
~ (Z~( cos
Iv ) (12)
II
-LCm)
+R C m nCe
qui
donne le sch6maEquivalent
de lafigure
4.Lf
Rf
if
fE
Rc veFig. 4. Modble GME du convertisseur de base.
[Average equivalent generator model of the idealized converter.]
4.
Approche dynamique
dupremier harmonique
Nous remarquons que le modble GME Elude la
dynamique
del'6tage
altematif et ne donneen
cons6quence qu'une repr6sentation
dupremier
ordreco«espondant
h ladynamique
lente del'6tage
continu.Pour que l'interaction des
dynamiques
des deuxstages
soit co«ectement d6crite, it faut que lecouplage
entre les variables continues et altemativesapparaisse.
En sachant que du c0t6 continu la variable d'6tati~ est co«ectement
repr6sent6e
par sa valeur moyenne, et quedu c0t6 altematif le
premier harrnonique pr6domine,
it semble int6ressant deremplacer,
dans le schdma de lafigure
2, les tenures decouplages
u~ u et i~ urespectivement
par la valeurmoyenne
(u~ u)~
et par lepremier harrnonique complexe
(i~u)~.
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC IS1
4,I. PRfSBNTATION DE LA MtTHODB. Sous les conditions de
l'application
de la mdthode dupremier harmonique,
une onde altemativexl t)
peut dtrereprdsentde
par sa valeur moyenne((x)~)
sur lapdriode
T de l'onde et par le module etl'argument
dupremier harmonique (xl
+
).
Si ces composantes sent variables en fonction du temps, it estpossible
d'dcrirexl t)
=
(x)~( t)
+(x)~ It ) e~~'
+(x)_ It )
e~ ~~~(13)
avec
T
(x)~ t)
=j x(
t T + s e~ J~~' ~ ~ ~~ ds s e
[0, T]
m=
~ji (14)
0
Sachant que
(x)j
et(x)_
sontconjuguds,
it estpossible
d'6crirex( t)
=
(x)~
+2(Re ( (x)~ )
cos(
cot)
Im( (x)~
sin( cot) )
Dans le cas d'une
grandeur
h valeur moyenne nulle, on remarquera que l'information relative h l'onde est contenue dans le tenure(x)~;
argument et module sent donn6s par lesexpressions
suivantes
Im
(x)~
~ ~
p(x)
= arctg etix
=
~/Re (x)~
+ Im
(x)~
Re
( (x)~ )
Dans le cas d'une
grandeur
continue dent onn6glige
les oscillations dues auxharmoniques
en ne s'int6ressant
qu'h
sa valeur moyenne(k
=0),
on retrouve le modble moyenclassique.
Si la
p6riode
Test constante au vane faiblement, on peut d6duire del'expression (13)
:) (xi~
=
(j x( t)
)~ -Jk~o ixi~
(15)Par ailleurs, on montre ais6ment que :
(X y)k
"~ (X)k (Y)k
~~~~4.2. APPLICATION Au GtNtRATBUR iDtALIst. En ne s'int6ressant
qu'h
la valeur moyennede X~ et au
premier harmonique
de X~, lesEquations
(7) et(8)
du convertisseur s'dcrivent) (Xc10
"
)(~c10
~[~ ~ °j (xa
~10 ~~
~ (~~)~ i
o -jl
j lxall
"
~JC° (xall
~Cj
l~c ~ll
~i R
lxall (~~)
0
z z
En
ddveloppant
les vecteurs X~ et X~, et endistinguant
lesparties
rdelles etimaginaires
desgrandeurs complexes,
on obtient(X~)~
=(i~)~
= x~(~c)1
~2~J~3
(lL Ii
~4 ~JXSSachant que :
(v~ u)~
=~ Im
(v~)j )
=~
x~ et
(i~ u)~
=~. (i~)~ )
=~
xjn n nJ nJ
Les
systbmes (17)
etjig)
deviennent:g
Ri~
~
4
~
~E
1-~~
l nL 3 Lf f f
g ~~~
l~
2
3~c
4~3
"~(Xi~°~~2~~~5 ~~~~
g
_l~ R~
4 -~
2~£
4 ~~~ 5~5 " ~3 ~°X4
f
~5 II leur
correspond
le sch6ma6quivalent
continu de lafigure
5.Lf
Rf
<if>0
~<iL
fE ~~C~~°
<v~>i
Rc
Fig.
5. Mod61e DPH du convertisseur de base.[Dynamic first harmonic model of the idealized converter.]
5. R4sultats
comparatifs
Les
figures
6 et 7 comparent en simulation le comportement « exact » du convertisseur hcelui des modbles G-M-E- et D.PH. On remarquera la diff6rence de
pr6cision
entre les deuxmodbles
quand
ons'610igne
des conditions de bonfiltrage.
On a considdrd unddma«age
dugdndrateur,
avec les valeurs suivantes des composants : E= 297 V R
= I Q C
= 6
pF
f=
6,8 kHz R~ = 0,01 Q ; L = 100pH
et L~ = 600pH (foible filtrage),
L~ = 6 nflI(fort
fil-trage).
6. Introduction d'un
gradateur
darts le circuit decharge
Le sch6ma id6alis6 du circuit de
charge
estrepr6sent6 figures,
legradateur
est destin6 hcontr01er la
puissance
sur l'inducteur R, L. Cesystbme
perrnet, hpartir
d'un seulg6n6rateur,
d'alimenter defagon quasi-ind6pendante plusieurs
inducteurs munis chacun d'ungradateur.
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 153
Energie (W)
15
la)
io
5e3
ici 16) 0o,5e-3 1,oe-3
if 25
la)
15
(bi io
5
0
0.5e.3
t(s)
Fig. 6. a) Evolution de l'dnergie dissip6e dons la charge (fort filtrage) (a):modme exact;
(b): G-M-E- ; (cl : D-P-H- b) Evolution du courant dons le filtre (fort filtrage) la) :modme exact;
(b) G-M-E,, (cl D,P,H.
[al Evolution of the load dissipated energy (strong filtering) jai : Exact model ; (b) : average generator equivalent scheme (AGE) (cl first harmonic dynamic appmach (FHD). b) Evolution of the filter cu«ent (strong filtering) (al exact model (b) AGE ; (cl FHD.]
6.I. MODtLISATION DE L'BNSBMBLB GRADATBUR-CHARGB. Dans un
premier
temps l'en-semble
gradateur-charge
est mod61is6 par un circuit continuEquivalent
R~, L~ sous la condi- tion de conservation del'6nergie.
Ce modme est ensuiteint6gr6
dans le mod~le D.PH.pr6c6-
dent.Soient
. fl~
l'angle
de retard hl'amorgage
dugradateur
par rapport au passage par z6ro de la tension u~. fly
l'angle
d'extinction du courant i~;. p le
d6phasage
propre de lacharge, Q
son facteur dequalit6
et Z=(R~
+L~w~)~~
sonimp6dance caract6ristique
;. V~ la valeur efficace de la tension d'entr6e
u~(t).
JOURNAL DE PHYSIQUE ill T 5.N°2. FEBRUARY tW5
Energie (W)
25 e3
20 e3
15 e3 (cl
lo e3
5e3
,
(I
0
0 o-S e-3 1_0e+3 t(S)
If IA) 50
40
(C) 30
( l
' j j
2
:/
10
o
0 o-S e.3 1.0 e+3 t(s)
Fig. 7. a) Evolution de l'6nergie dissip6e dans la charge (foible filtrage) (a): mod61e exact;
16) G-M-E- (cl D-P-H- b) Evolution du courant dons le filtre (faible filtrage) (al :modble exact;
(b) : G.M,E, (c) D,PH.
[a) Evolution of the load dissipated energy (low filtering) (al : exact model ; (b) : AGE ; (c) : FHD. b) E- volution of the filter current (low filtering) (a) exact model ; (b) : AGE ; (c) FHD.]
IL
v~ j~
vFig, 8. Schema du gradateur, [Load circuit including a dimmer.]
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 155
Dans le cas d'une
charge
R, L, le courant i~ est la somme d'une sinusoide et d'une expo- nentielle ; si l'on seplace
dans les conditions norrnales de fonctionnement d'ungradateur (c'est-h-dire
fl~ ?p), l'angle
d'extinction fly est donn6 par une relation transcendante en tempssin
(fl~ p)
sin(flo w) exp(- ~i j~°)
= o(20)
Si l'on poseuj(t)
et i~(t)
lepremier harrnonique respectivement
deu( t)
et dei~(t)
v,(t)=Ajcos(mt)+Bjsin(mt); Vj=~; I~ =Vj/Z (21)
avec
1
=
~~/~ [fly flo ) (
sin(
2fli )
sin(
2fl~
)
~~
~
V~ Vd
i = ~ ~
loos
2flo)
cosj2
fl~)j
Les caractbres gras
d6signant
desgrandeurs
efficaces.Si
9'~
et 9'j~ sent lesd6phasages
de u~ et i~, relativement h u~, alorsVf~
=arctg(Bj/Aj),
Vf~=p+Vf~.
La tension
u~ 6tant sinusoidale ou
suppos6e
telle, lapuissance
active absorb6e par lacharge
est
6gale
h:P~=V~I~
cos9'j~;
cettepuissance
estdissip6e
dans la r6sistance R, d'obl'6galitd
:T
~a ~c
~Lj ~°~ ~'Jj ~~~ejt ~~ ~~c~ T ~~~ ~~ ~~ ~~~~0
A
partir
de cette6galit6,
il estpossible
d'6tablir un sch6ma continu dugradateur
et de sacharge
sous la femme d'un circuitR~ et L~ directement aliment6 par u~, et travers6 par i~~, la condition de conservation de
l'6nergie implique
queP~
=R~(
fl~) j
I~~ )~
En introduisant le facteur de d6fonnation v=
=fi,
on en d6duit
~~
R~( flo )
~
~ = ~ (24)
si d'autre part, Z~ est
l'imp6dance
du circuit6quivalent
R~, L~, alors pour conserver le mdmed6phasage 9'j,
onimpose
:Une autre approche m~ne
aux
(a):q=0.8rd;(b):q=1.0rd;(c):q=1.2rd;(J):q=I.4rd left
(d) 0.8
0.6
DA
0.2
0
1.5 2 ~° ~~~~
(a)
jai:
qjbj:
q =1 ; ~((cl: q = rd (Al: q = i.
~d) 1.6
1.4
.2
1
1.5 2
~°
~~~~Lq/L
jai: q = 0.8
(b):
q =~ (C)~ Q " (J)~Q =
6
2
(a)
(c)
I 1.5
ig, 9. -
a)
xpressionR~ /R
onction de fl~ pour diff6rents
p.
c) Expression de L~ IL en de fl~ pour
[a) of the veragednergy function of fl~ for various p.
b)
of R~ /R nction of fl~for various p, c) Expression of L~ IL nction of fl~
for arious p.]
N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 157
Si l'on pose d'une part
I~~
I~~
~l"@
~~~CH"@'
On aboutit alors,
grfice
aux6quivalences 6nerg6tiques,
auxexpressions
:Z I R Z 2 i~~ 2 L sin V'~
#
i~ '
# #)
~Hi~
~~
/
sin p
ij
~~~~Les
figures
9indiquent
l'6volution des 616ments du circuitEquivalent
avecl'angle
dephase
fl~ on remarque que dans la zone de fonctionnement du
gradateur (de
loo 9b h lo 9b de lapleine charge)
ii estpossible
d'identifierR~(fl~)
etL~(fl~)
par despolyn0mes
du seconddegrd
au
plus,
cequi
facilitegrandement l'exploitation
du schdmaEquivalent.
6.2. MOD~LB GLOBAL Du GtNtRATBUR. II faut savoir que le
gradateur
n'a pas dedynan~i-
que au sens du
premier harrnonique,
du fait de la conduction discontinue. Ainsi les conditions initiates au d6but dechaque p6riode
sent un couranti~(t~)
= 0. Lacharge
R~, L~ sera alorsintroduite sous femme d'une
imp6dance
R~ +jL~
w sarisrajout
d'un terrne inductif pur L~.Par ailleurs, la source de tension continue dtant foumie par un redresseur commandd, il est
possible
de lareprdsenter
dans le modble en substituant h El'expression
U~~ cos(a),
a dtant
l'angle
de retard hl'arnorgage
de ce redresseur. On aboutit au sch6maEquivalent
de lafigure
lobqui
est le modble du convertisseurglobal
de lafigure
loa,Lf Rf
~do
~"" ~c~
~
Li
"
<i~>i
Ud~
COSIX <V~ >I Rq
C
~~
~Fig, 10. a) Schema du convertisseur global. b) Schema 6quivalent continu du converfisseur
global.
[a) Whole circuit scheme. b) Equivalent model of the whole circuit.]
6.3. VALIDATION Du MOD~LB GLOBAL. Afin de valider ce modble, on
procbde
h des simu- lationscomparatives
entre le modble exact(Fig, loa)
et sonEquivalent
continu(D.P.H.) (Fig. lob).
Les valeurs des Elements du circuit sontidentiques
aux conditions d'essai du cha-pitre5
avec un fortfiltrage (L~=6mH)
mais avec l'introduction d'ungradateur r6gld
h fl~ = 2 rd.Les rdsultats perrnettent de
juger
que lapr6cision dynamique
oustatique
ne se trouveaucunement altdr6e par l'introduction du modble continu du
gradateur.
On peut noter laconcordance du modble exact et du modble continu sur les
figures
II a et I16reprdsentant
lecourant dans le filtre au
d6marrage.
Dans la mdme 6chelle de tempsqu'en figure
I16, l'6tudede la tension
u~(t)
aux bomes du condensateur C(Fig,12a)
et du courant dans lacharge
i~( t) (Fig. 12b)
confirme cette bonnepr6cision.
If ,<lf>0 IA)
150
(a)
ioo
50
o
t
(s)
If ,<lf>0 IA)
16)
135
130 ja)
125
0.01 0.0108 ~~)
Fig. II, a) Evolution du courant dans le filtre la) : mod61e exact ; (b) : D,P,H, b) Evolution du courant dans le filtre, d6tail de la figure I la (a) mod61e exact ; (b) D,PH,
[a) Evolution of the filter current (a) exact model ; (b) FHD, b) Evolution of the filter current, detail of Figure la (a) : exact model ; (b) : FHD.]
Conclusion
La m6thode
dynamique
duprenfier harrnonique
propose uneapproche
unifi6e pour la mod6-lisation des
parties
continues et altematives des circuits comprenant des convbrtisseurs stati-N° 2 MODELISATION DE CONVERTISSEURS AC-AC 159
~~~ (a) (b)
o
-1
0.010 0.0104 0.0108 ~~~
iLlt)
IA)jai
ioo
50
o
50
-ioo
t
(s)
0.010 0.0104 0.0108
Fig, 12, a) Evolution de la tension aux bomes du condensateur C la) mod~le exact (b) D,P.H.
b) Evolution du courant dans la charge ; (a) : modme exact ; (b) D,P,H.
[a) Evolution of the capacitor C voltage (a) exact model (b) FHD. b) Evolution of the load current
(a) exact model (b): FHD.]
ques; elle est bas6e sur le
d6veloppement
en sine de Fouriercomplexe
desgrandeurs
61ectriques
aupremier
ordre; les coefficients de Fourier, variables dans le temps, sent calcu16s sur une fendtreglissante
dent la dur6e est6gale
h lap6riode
de fonctionnement du convertisseur ; comme nous le montrons dans l'article cette m6thode perrnet deprendre
encompte de manibre satisfaisante le
couplage
desdynamiques
desgrandeurs
altematives et continues ; la mod61isation desg6n6rateurs
h induction, en vue de leurpilotage
et del'opti-
misation des installations, parexemple
en alimentantplusieurs charges
hpartir
d'un seulconvertisseur, est un domaine
d'application
trbs int6ressant de cette m6thode.Bibliographie
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