Réalisation d’antennes hybrides de type BIE à base
de résonateurs diélectriques à 60 GHz
Thèse
Taieb El Karkraoui
Doctorat en génie électrique
Ph
ilosophiæ doctor(Ph.D.)
Québec, Canada
Réalisation d’antennes hybrides de type BIE à base
de résonateurs diélectriques à 60 GHz
Thèse
Taieb El Karkraoui
Sous la direction de :
iii
Résumé
Un système de communication fiable dans un environnement confiné, en particulier les mines souterraines, peut largement accroître la sécurité et la production. Actuellement, les réseaux de communication sans fil en milieu confiné offrent un débit maximal de 1 Gbits/s. Toutefois, la disponibilité de systèmes offrants des débits de l'ordre de 2 à 10 Gbits/s deviendra dans un proche avenir, une nécessité compte-tenu de l'introduction des systèmes 4G avancés et les technologies 5G qui pointent à l’horizon. L’utilisation de fréquences élevées, particulièrement en bandes millimétriques, telle que la bande ISM à 60 GHz offrant 7 GHz de bande passante, est l'une des voies les plus directes et les plus simples pour atteindre un débit souhaitable entre 2-10 Gbits/s. Il est bien connu toutefois que les signaux à 60 GHz se propagent de façon erratique dans les endroits où se trouvent de nombreux obstacles, les composantes réfléchies et diffractées étant considérablement atténuées. Le type de polarisation de l'antenne d'émission et de réception est l'un des critères affectant la qualité de réception du signal, en plus des pertes additionnelles liées à l'absorption par l'oxygène dans l’air et les pertes de propagation associées au parcours. Pour palier partiellement à ces problèmes, les antennes doivent être directionnelles à polarisation circulaire avec un gain élevé et une large bande passante.
Ce travail présente une nouvelle approche pour améliorer les propriétés de rayonnement des antennes BIE (Bande Interdite Électromagnétique) en utilisant une combinaison entre les antennes à résonateurs diélectriques DRA (Dielectric Resonator Antenna) et les superstrats métamatériaux pour profiter des avantages individuels de chacun d’eux. L’objectif est de concevoir, étudier analytiquement, numériquement et expérimentalement de nouvelles structures performantes de type BIE et de caractériser leur potentiel en termes de la bande passante, du gain, de l’efficacité et de la polarisation pour un fonctionnement optimal autour de 60 GHz, conformément aux exigences d’un canal minier.
Initialement, une antenne émettrice originale BIE fonctionnant à 60 GHz, caractérisée par un gain élevé et une polarisation circulaire à large bande est proposée. Cette antenne est constituée d’un résonateur diélectrique en forme de croix (XDRA) et elle est utilisée comme une source d’alimentation pour générer la polarisation circulaire avec une couche supérieure de type FSS (surface sélective en fréquence) pour améliorer le gain et la bande passante de la source d’excitation. Ensuite, une nouvelle approche analytique pour calculer les propriétés de rayonnement
iv
des antennes BIE est développée. Pour satisfaire aux exigences des ondes millimétriques en termes de gain, on présente une autre antenne hybride basée sur la combinaison de la théorie des réseaux et la notion des antennes BIE monosource. Cette nouvelle structure multisources permet d’atteindre une amélioration de gain de 3.5 dB par rapport à l’antenne monosource mais, la bande passante de ces structures reste encore incompatible avec de nombreuses applications à 60 GHz.
Pour remédier au problème de la bande passante limitée, une nouvelle approche hybride est subséquemment introduite. Cette technique est basée sur l’excitation de la structure BIE par des antennes à résonateur diélectrique multi segments et, ensuite, le concept du superstrat métamatériau est introduit pour améliorer le produit gain- bande passante. Finalement, pour rendre la communication plus flexible soit que les antennes peuvent être utilisées simultanément en tant qu’émetteur et récepteur, une structure BIE unique à polarisation configurable est conçue. La structure est composée d'une excitation sous la forme d'une antenne à résonateur diélectrique pyramidal DRA recouvert avec un superstrat FSS. Ce dispositif est capable de basculer entre la polarisation circulaire et linéaire par une simple rotation mécanique du résonateur diélectrique de 45 degrés. L'avantage de cette structure réside dans le fait que les propriétés de la bande passante, du gain, de l’efficacité et de la forme des diagrammes de rayonnement sont maintenues stables lors de la commutation entre les deux configurations de polarisation circulaire et linéaire.
v
Abstract
A reliable communication system in confined areas, in particular underground mines, can largely increase safety and production output. Today’s, wireless data rates in confined environments are limited to a maximum of about 1 Gbits/s. The demand for wireless 2 to 10 Gbits/s data rate systems will , however, become a necessity due to the introduction of advanced 4G technologies and the foreseeable implementation of 5G. The potential use of millimeter wave communication systems, such as ISM 60 GHz band, which offers 7 GHz of bandwidth, is one of the most direct and easiest ways to achieve such high data rate of 2– 10 Gbits/s. It is well known that 60 GHz signals propagate erratically through in environments with many obstructions, since both the reflected and diffracted waves are significantly attenuated. The polarization of the transmitting and receiving antennas is one of the important parameter to take into account, along with additional losses due to oxygen absorption and propagation path loss in assessing received signal quality. These situations limit the communication achievable distance link and overcoming of these disadvantages requires circular polarization directive antennas with a high gain and broadband capability. This work presents a novel approach to improve the radiation properties of Electromagnetic Band Gap antennas (EBG) using a combination between dielectric resonator and metamaterial superstrate to take advantage of the individual benefits of each of them. The aim is to design, study analytically, numerically and experimentally new performant EBG structures and characterize their potential in terms of bandwidth, gain, efficiency and polarization for an optimum performance around 60 GHz fulfilling the requirements of a mining environment.
Initially, an original transmitting 60 GHz antenna with high gain, broadband, circularly polarized Electromagnetic Band Gap (EBG) antenna is presented. The designed antenna is configured with a superstrate based on a frequency selective surface (FSS) placed in front of a Cross Dielectric Resonator (XDRA), installed into a ground plane, which acts as an excitation source. Then, a new analytical approach is developed to derive the radiation properties of the proposed EBG antenna. To satisfy millimeter wave requirements in terms
vi
of gain, another hybrid antenna based on the combination of superstrate structures and array technology has been developed. This new multi-source structure has achieved a gain improvement of 3.5 compared to the monosource antenna. However, the bandwidth of these structures remains incompatible with many applications at 60 GHz.
To overcome the problem of the limited bandwidth, a new hybrid approach is introduced. This technique is based, on the excitation of the structure by a multilayer cylindrical dielectric resonator antenna, and then, the concept of metamaterial superstrate is introduced for enhancing the gain-bandwidth product. Finally, to make communication more flexible so that the antennas can be used for transmission and reception simultaneously, a new reconfigurable polarisation EBG antenna is designed. The structure is composed of an exciting pyramidal DRA source covered with FSS superstrate. The device can switch between circular and linear polarization by a simple mechanical rotation of the pyramidal DRA by 45°. The advantage of this structure resides in the fact that it maintain stable bandwidth gain, efficiency and radiation properties when switching between the two configurations of circular and linear polarization.
vii
Table des matières
Résumé ... iii
Abstract ... v
Table des matières ... vii
Liste des tableaux ... xii
Liste des figures ... xiii
Abréviations ...xvii Notation ...xix Remerciements ...xxi Chapitre 1 ... 1 Introduction ... 1 1.1 Notions générales ... 1
1.2 Objectifs du travail de thèse ... 2
1.3 Présentation du manuscrit. ... 3
Chapitre 2 ... 6
Contexte de l’étude et caractérisation des antennes à 60 GHz... 6
2.1 Introduction ... 6
2.2 Contexte de l’étude ... 6
2.2.1 Les communications par pénétration dans le sol ... 8
2.2.2 Communications filaires ... 10
2.2.3 Communications par voie aérienne ... 11
2.2.4 Communications hybride ... 12
2.3 Les limites des systèmes de communications sans fils traditionnels ... 14
viii
2.5 Les réseaux personnels sans fil à 60 GHz ... 16
2.5.1 Aperçu sur la norme IEEE 802.15.3c à 60 GHz ... 17
2.5.2 Caractéristique de la bande 60 GHz ... 17
2.6 Caractérisation des antennes dans un canal à 60 GHz ... 19
2.6.1 Bilans de liaison ... 20
a) Atténuation en espace libre ... 20
b) Puissance reçue en espace libre ... 20
2.6.2 Effet de la variation du gain d’antenne ... 21
2.7 Propagation dans un environnement intérieur ... 22
2.7.1 Approches de modélisation ... 22
2.7.2 Influence de l'emplacement des antennes ... 23
2.7.3 Résultats et discussion ... 24
a) Environnement étudié ... 24
b) Influence des matériaux de construction ... 25
c) Effet de la variation de la distance entre l’émetteur et le récepteur ... 28
d) Prise en compte de plusieurs réflexions ... 30
e) Effet du changement de polarisation ... 33
f) Débits estimés ... 34
2.8 Antennes directives à gain élevé disponibles. ... 36
2.8.1 Les antennes réseaux ... 36
2.8.2 L’antenne à réflecteur parabolique. ... 36
2.8.3 Les antennes lentilles. ... 37
2.8.4 Les antennes à résonateur BIE ... 38
2.9 Moyens d’étude théorique et numérique ... 39
2.10 Conclusion ... 40
Chapitre 3 ... 41
Généralisation de la conception d’une antenne BIE ... 41
3.1 Introduction ... 41
3.2 Conception d’une antenne BIE ... 42
3.2.1 Les matériaux à bande interdite électromagnétique BIE ... 42
3.2.2 Structures BIE sans défaut ... 42
3.2.3 Structures BIE avec défaut ... 44
3.3 Application aux antennes des structures BIE à défaut ... 45
3.3.1 Théorie de Fabry-Pérot pour interpréter le fonctionnement des antennes BIE ... 45
ix
b) Fréquence de résonance ... 46
c) Le facteur de qualité ... 47
d) La bande passante et directivité ... 47
e) Le gain additionnel ... 48
f) Hauteur de la cavité. ... 48
3.3.2 Alimentation de la structure ... 48
a) Conditions de fonctionnement ... 48
b) Exemples de sources excitatrices ... 49
3.4 Les antennes DRA : principe de fonctionnement et outils théoriques. ... 49
3.4.1 Avantage des DRA ... 50
3.4.2 Géométrie des DRA ... 50
3.4.3 Alimentation des DRA ... 51
3.5 Métamatériaux ... 52 3.5.1 Introduction ... 52 a) Tiges métalliques ... 54 b) Forme en U ... 56 c) Boucles ouvertes ... 57 d) Anneau ... 59 3.6 Conclusion ... 61 Chapitre 4 ... 62
Conception d’une antenne BIE hybride à polarisation circulaire ... 62
4.1 Introduction ... 62
4.2 La polarisation circulaire ... 63
4.2.1 Définition ... 63
4.2.2 Rappel théorique ... 63
4.2.3 Avantages ... 65
4.2.4 Antenne à polarisation circulaire dans la littérature... 66
4.2.5 Cahier des charges ... 68
4.3 Antenne BIE proposée excitée par une monosource ... 69
4.3.1 Description de l’antenne ... 69
4.3.2 Source d’excitation ... 71
a) Étude paramétrique ... 71
b) Circuit équivalent ... 73
4.3.3 Choix du matériau BIE ... 75
4.3.4 Simulation ... 76
x
4.4.1 Circuit équivalent réduit... 79
4.4.2 Diagramme de dispersion ... 81
4.4.3 Diagramme de rayonnement ... 82
4.4.4 Influence des paramètres constituants la cavité sur les performances de l’antenne ... 83
a) Influence de la fréquence de fonctionnement ... 83
b) Influence de la longueur de couche supérieure Lsup ... 83
c) Influence de la hauteur de la cavité ds ... 84
4.5 Performance de l’antenne BIE mono source proposée ... 85
4.6 Antenne BIE proposée excitée par les techniques multisources ... 88
4.6.1 Le réseau d’excitation ... 88
a) Nombre de sources d’excitation... 89
b) Espacement entre les éléments rayonnants ... 90
c) Géométrie du réseau ... 92
d) Résultats de simulation ... 92
4.6.2 Réseau en DRA avec superstrat ... 94
a) Conception de l’antenne ... 94
b) Résultats de la simulation ... 95
4.7 Conclusion ... 98
Chapitre 5 ... 101
Conception d’une antenne BIE à polarisation linéaire ... 101
5.1 Introduction ... 101
5.2 Cahier des charges ... 102
5.3 Conception et résultats de simulation ... 102
5.3.1 Conception ... 102
5.3.2 Caractérisation de la source d'excitation MCDRA ... 104
a) Comparaison de la bande passante ... 106
b) Propriétés de résonance... 107
5.3.3 Modélisation du superstrat supérieur ... 110
a) Variation de la largeur des tiges métalliques Wt ... 111
b) Variation de l’espacement entre les tiges métalliques Dt ... 112
c) La variation de la constante diélectrique ɛr ... 113
d) Propriétés réflectives du métamatériau... 113
5.4 Résultats expérimentaux. ... 118
5.5 Conclusion ... 124
xi
Une nouvelle structure d’antenne BIE à base de DRA reconfigurable en polarisation ... 125
6.1 Introduction ... 125
6.2 Antenne de référence (Antenne BIE excitée par un DRA pyramidal) ... 126
6.2.1 Conception de l’antenne ... 126
6.2.2 Performances de l’antenne de référence ... 129
6.3 Les antennes reconfigurables ... 131
6.3.1 Structure de l’antenne reconfigurable proposée ... 131
6.3.2 Performances de l'antenne proposée ... 132
6.4 Conclusion ... 135
Chapitre 7 ... 137
Conclusion et perspectives ... 137
Bibliographie ... 141
Annexe A ... 149
Étude paramétrique des antennes à résonateurs diélectrique DRA ... 149
Annexe B ... 155
xii
Liste des tableaux
Tableau 2.1 Avantages et les inconvénients des différentes techniques de communication
utilisées dans les mines souterraines. ... 13
Tableau 2.2 Scénarios proposés pour la modélisation du canal à 60 GHz. ... 26
Tableau 2.3 Caractéristiques de matériaux de construction du corridor ... 28
Tableau 2.4 Estimation des débits atteints en fonction de la distance Tx-Rx et du nombre de réflexions. ... 35
Tableau 2.5 Comparaison des antennes directives grand gain disponibles. ... 39
Tableau 4.1 Paramètres géométriques de l'antenne proposée ... 70
Tableau 4.2 Modes excités pour un DRA rectangulaire. ... 72
Tableau 4.3 comparaison des performances des antennes proposée et d’autres antennes existantes ... 98
Tableau 5.1 Paramètres géométriques de l'antenne proposée ... 104
Tableau 5.2 Les modes excités par MCDRA ... 110
Tableau 5.3 Comparaison des performances des antennes proposées et d'autres antennes existantes et utilisant le superstrat métamatériaux. ... 123
xiii
Liste des figures
Figure 2.1 Outils de communications dans une mine souterraine . ... 7
Figure 2.2 Communications par transmission dans le sol . ... 9
Figure 2.3 Le dispositif personnel en cas d’urgence PED ... 9
Figure 2.4 Câbles rayonnants (Leaky Feeder) ... 10
Figure 2.5 Réseaux maillés (réseaux mesh). ... 12
Figure 2.6 Exemple d’architecture réseau câblé avec extensions sans fil. ... 13
Figure 2.7 Allocation de la bande 60 GHz . ... 18
Figure 2.8 Niveau de l’absorption atmosphérique en fonction de la fréquence . ... 19
Figure 2.9 Pertes en espace en fonction de la distance. ... 21
Figure 2.10 Bilan de puissance reçue en fonction de la distance pour 3 paires d’antennes différentes. ... 22
Figure 2.11 Schéma des trajets de rayons dans le modelé proposé. ... 25
Figure 2.12 Puissance reçue normalisée en fonction de la position de l'émetteur pour différents matériaux. ... 27
Figure 2.13 Puissance reçue normalisée en fonction de la position de l'émetteur pour différents distances Tx-Rx. ... 29
Figure 2.14 Puissance reçue normalisée en fonction de la position de l'émetteur, du nombre de réflexions et des matériaux. ... 33
Figure 2.15 Puissance reçue normalisée en fonction de la position de l'émetteur et en fonction de la polarisation Tx-Rx ... 34
Figure 2.16 Réseau d’antenne schématisée avec son réseau de distribution. ... 36
Figure 2.17 Réflecteurs paraboliques... 37
Figure 2.18 Antenne lentille. ... 37
Figure 2.19 Antenne BIE. ... 38
Figure 3.1 Structure de l’antenne BIE ... 41
Figure 3.2 Structures périodiques diélectriques. ... 42
Figure 3.3 Structures BIE sans défaut... 43
Figure 3.4 Principe du miroir de Bragg ... 43
Figure 3.5 Coefficient de transmission d’une structure BIE sans défaut. ... 43
Figure 3.6 Structures BIE à défaut ... 44
Figure 3.7 Coefficient de transmission d’une structure BIE à défaut ... 44
Figure 3.8 Schéma de l’antenne BIE. ... 45
Figure 3.9 Principe de l’interféromètre de Fabry-Pérot. ... 45
xiv
Figure 3.11 La source d’excitation ... 49
Figure 3.12 Diverses géométries d’antenne à résonateur diélectrique [54]. ... 50
Figure 3.13 Excitation de l’antenne par une fente ... 51
Figure 3.14 Motif élémentaire tiges métalliques ... 54
Figure 3.15 Coefficients de réflexion S11 et de transmission S21, (a) phase (b) module. ... 55
Figure 3.16 Paramètres effectifs (a) permittivité (b) perméabilité et (c) indice de réfraction .... 56
Figure 3.17 Motif élémentaire forme U ... 56
Figure 3.18 Les coefficients de réflexion S11 et de transmission S21(a) phase (b) module. ... 57
Figure 3.19 Perméabilité et permittivité effectives de l’indice de réfraction. ... 57
Figure 3.20 Motif élémentaire boucles ouvertes ... 58
Figure 3.21 Les coefficients de réflexion S11 et de transmission S21, (a) phase (b) module ... 58
Figure 3.22 Perméabilité et permittivité effective de l’indice de réfraction ... 58
Figure 3.23 Impédance effective ... 59
Figure 3.24 Motif élémentaire anneau ... 59
Figure 3.25 Les coefficients de réflexion S11et de transmission S21, (a) phase (b) module. ... 60
Figure 3.26 Perméabilité et permittivité effectives de l’indice de réfraction ... 60
Figure 4.1 Ellipse de polarisation ... 64
Figure 4.2 Structure de l'antenne proposée par [67] ... 66
Figure 4.3 Structure de l'antenne proposée en [68] ... 67
Figure 4.4 Structure de l'antenne proposée en [69] ... 67
Figure 4.5 Structure de l'antenne proposée en [70] ... 68
Figure 4.6 Structure de l'antenne vue en 3D ... 69
Figure 4.7 Structure et configuration de l'antenne proposée (a) vue de face (b) vue en 3D ... 70
Figure 4.8 Étude paramétrique du taux d’ellipticité en fonction des différents rapports longueur/largeur de la XDRA ... 72
Figure 4.9 Circuit équivalent de la ligne micro ruban couplée au XDRA ... 73
Figure 4.10 Circuit équivalent parallèle RLC du XDRA... 73
Figure 4.11 Géométrie de la cellule unitaire. ... 75
Figure 4.12 Coefficients de réflexion (a) amplitude (b) phase ... 76
Figure 4.13 Gain simulé de l’antenne XDRA avant et après l'utilisation du superstrat FSS ... 77
Figure 4.14 Rapport d'ondes stationnaires ROS de l’antenne XDRA avant et après l'utilisation du superstrat FSS ... 77
Figure 4.15 Efficacité de l’antenne XDRA avant et après l'utilisation du superstrat FSS ... 78
Figure 4.16 Organigramme résumant les étapes de l’étude analytique proposée ... 79
Figure 4.17 Le modèle équivalent de l'antenne proposée ... 80
Figure 4.18 Variation des constantes de phase β / k0 et de fuite α / k0 en fonction de la fréquence. ... 81
Figure 4.19 Antenne LW modélisée comme une antenne -réseau à déphasage ... 82
Figure 4.20 Diagrammes de rayonnement plan phi=0° pour différentes fréquences f=56, 60, 62, 64 GHz. ... 83
xv
Figure 4.21 Diagrammes de rayonnement plan phi=0° pour différentes tailles de la couche
supérieure Lsup pour f=60 GHz. ... 84
Figure 4.22 Diagrammes de rayonnement plan phi=0° pour différentes valeurs de la hauteur de la cavité ds pour f=60 GHz. ... 84
Figure 4.23 Photographies de l'antenne fabriquée... 85
Figure 4.24 Coefficient de réflexion S11 simulé et mesuré pour l'antenne proposée ... 86
Figure 4.25 Gains simulé et mesuré de l'antenne proposée ... 86
Figure 4.26 Taux d’ellipticité en fonction de la fréquence de l'antenne proposée ... 87
Figure 4.27 Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés à 61 GHz Plan phi=0° ... 87
Figure 4.28 Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés à 61 GHz Plan phi=90° ... 88
Figure 4.29 Évolution du gain en fonction du nombre de sources d’excitation lorsque d=λ ... 89
Figure 4.30 Zones de rayonnantes à la surface de l’antenne ... 90
Figure 4.31 Gain de l’antenne en fonction de la distance entre XDRA ... 91
Figure 4.32 (a) Répartition du courant sur toute la longueur de la ligne microruban (b) Densité des courants minimas et maximas ... 91
Figure 4.33 (a) Structure du réseau d’alimentation proposé (b) Dimensions du DRA... 92
Figure 4.34 Coefficient de réflexion S11 simulé du réseau d’alimentation proposé. ... 93
Figure 4.35 Gains simulé du réseau d’alimentation proposé ... 93
Figure 4.36 Diagramme de rayonnement dans le plan phi=0° à 60 GHz du réseau d’alimentation proposé N=9 et d=0.9λ ... 94
Figure 4.37 Coefficient de réflexion S11 simulé et mesuré pour l'antenne proposée. ... 94
Figure 4.38 Coefficient de réflexion S11 de l’antenne BIE alimentée par un réseau XDRA ... 95
Figure 4.39 Gains simulé de l’antenne BIE alimentée par un réseau XDRA ... 95
Figure 4.40 Taux d’ellipticité en fonction de la fréquence de l’antenne BIE alimentée par un réseau AXDRA ... 96
Figure 4.41 Diagramme de rayonnement dans le plan phi=0° simulé à 61 GHz de l’antenne BIE alimentée par un réseau XDRA. ... 97
Figure 4.42 Efficacité totale de l’antenne BIE a) alimentée par un seul XDRA (ligne bleu) b) alimentée par un réseau (3x3) AXDRA (ligne rouge). ... 97
Figure 5.1 Structure et configuration de l'antenne proposée (a) vue de face (b) vue en 3D. ... 103
Figure 5.2 Organigramme résumant les étapes de conception de l’antenne proposée ... 105
Figure 5.3 Source excitatrice de type résonateur diélectrique cylindrique multi-segment. ... 105
Figure 5.4 (a) Structure du DRA cylindrique classique (b) Structure du DRA cylindrique multicouche (c) rapport d'ondes stationnaires ROS ... 106
Figure 5.5 Le coefficient de réflexion S11 de l’antenne proposée (simulation CST) ... 107
Figure 5.6 Étude paramétrique de l’antenne proposée excitée seulement par la fente (a) Résistance (b) Réactance ... 108
Figure 5.7 Étude paramétrique de l’antenne proposée, excitée par le MCDRA (a) Résistance (b) Réactance. ... 109
Figure 5.8 FSS de type tiges métalliques imprimés sur un substrat diélectrique. ... 111
xvi
Figure 5.10 Gain en fonction de la variation de l’espacement entre les tiges métalliques Dt. .. 112
Figure 5.11 Gain en fonction de la variation de la constante diélectrique ɛr ... 113
Figure 5.12 Géométrie de la cellule unitaire. ... 113
Figure 5.13 Coefficients de réflexion (a) phase et (b) amplitude. ... 114
Figure 5.14 (a) permittivité effective (b) perméabilité effective (c) partie réelle de l'indice de réfraction effectif. ... 116
Figure 5.15 Gain en fonction de la fréquence pour différentes tailles de métamatériaux ... 118
Figure 5.16 Structure et diagramme de rayonnement de l’antenne proposée en 3D ... 118
Figure 5.17 Photographies de l'antenne fabriquée... 119
Figure 5.18 Coefficient de réflexion S11 simulé et mesuré pour l'antenne proposée ... 119
Figure 5.19 Gains simulé et mesuré de l'antenne proposée ... 120
Figure 5.20 Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés Plan-H : a) à 59 GHz, b) à 60 GHz et c) à 61 GHz ... 121
Figure 5.21 Diagrammes de rayonnement simulés et mesurés Plan-E : a) à 59 GHz, b) à 60 GHz et c) à 61 GHz ... 122
Figure 6.1 Structure de l’antenne référence proposée... 127
Figure 6.2 Coefficient de réflexion de la structure étudiée (a) module et (b) phase. ... 128
Figure 6. 3 Coefficients de réflexion S11 de l’antenne référence simulée ... 129
Figure 6.4 Gain fréquentiel simulé de l’antenne ... 130
Figure 6.5 Diagrammes de rayonnement dans les plans E et H à 60 GHz... 130
Figure 6.6 Structure de l’antenne reconfigurable proposée ... 131
Figure 6.7 Étude paramétrique du taux d’ellipticité en fonction des différents rapports longueur/largeur du DRA pyramidal. ... 132
Figure 6. 8 Géométrie de l’antenne reconfigurable. ... 132
Figure 6.9 Coefficient de réflexion S11 pour les deux configurations linéaire et circulaire ... 133
Figure 6.10 Gain maximum pour les deux configurations linéaire et circulaire ... 133
Figure 6.11 Efficacité de rayonnement pour les deux configurations linéaire et circulaire ... 134
Figure 6.12 Diagrammes de rayonnement dans le plan phi=0° des deux configurations linéaire et circulaire ... 134
Figure 6.13 Taux d’ellipticité pour la configuration circulaire ... 135
Figure A.1 Résonateur diélectrique rectangulaire isolé ... 150
Figure A.2 Résonateur diélectrique cylindrique isolé ... 151
xvii
Abréviations
BIE Bande Interdite Électromagnétique
EBG Electromagnetic Band Gap
DRA Antennes à résonateurs diélectriques
ISM Bandes de fréquence pour l’applications industrielles, scientifiques et
médicales
FSS Surface sélective en fréquence
LP Polarisation linéaire CP Polarisation circulaire
TTE Through The Earth
EBF Extrêmement basse fréquence
TBF Très basse fréquence
MINER Mine Improvement and New Emergency Response
IEEE Institute of Electronics and Electrical Engineering
RFID Radio frequency identification
LOS Line of Sight, propagation en visibilité directe
NLOS Non Line of Sight, propagation en non-visibilité
SNR Rapport signal sur bruit
QPSK Quadrature Phase Shift Keying
FB Fabry Pérot
IIS Interférence inter-symboles
LHM Left-Handed Metamaterials
CST Studio Suite
HFSS High-frequency Structure Simulator
LW Leaky Wave, antennes à ondes de fuite
FIT Technique d'intégration finie
xviii
XDRA Antenne à résonateur diélectrique en forme de croix
TEN Technique de résonance transverse
AR Axial Ratio, Taux d'ellipticité
RHCP Polarisation circulaire de la main droite
LHCP Polarisation circulaire de la main gauche
PCB Printed Circuit Board, technologie de circuit imprimé
DNG Matériaux doublement négatifs
MCDRA Antenne à résonateur diélectrique cylindrique multicouche
xix
Notation
C Capacité du canal 𝜆 Longueur d’onde d Distance Pr Puissance reçue Pt Puissances transmiseGt Gain de l'antenne émettrice
Gr Gain de l'antenne réceptrice
IIS Interférence inter-symboles Ts Durée d’un symbole
𝜀𝑟 Permittivité diélectrique relative
ediel Épaisseurs de la couche diélectrique
eair Épaisseurs de la couche d’air
c Vitesse de la lumière
f Fréquence de fonctionnement
r Coefficient de réflexion de la surface semi-réfléchissante
t Coefficient de transmission de la surface semi-réfléchissante
ds Hauteur de la cavité
𝑇(𝜃) Coefficient de transmission de la cavité
Q Facteur de qualité fo Fréquence de résonance c Vitesse de la lumière D Directivité de l’antenne G Gain de l’antenne 𝑛𝑒𝑓𝑓 Indice de réfraction
xx 𝜀𝑒𝑓𝑓 Permittivité effective 𝜇𝑒𝑓𝑓 Perméabilité effective 𝜅𝑒𝑓𝑓 Coefficient d'extinction. Zc Impédance caractéristique Zin Impédance d'entrée
ky Constante de propagation complexe
Zeff Impédance effective
k0 Nombre d'onde en espace libre
AR Taux d’ellipticité Axial ratio
Ls Longueur de la fente
Ws Largeur de la fente
Lfeed Longueur de la ligne d’excitation
Wfeed Largeur de la ligne d’excitation
P Longueur de l’adaptateur d'impédance (stub)
h Épaisseur du substrat diélectrique
Lsup Longueur du superstrat
Wsup Largeur du superstrat
Hsup Épaisseur du superstrat
L Longueur du substrat
W Largeur du substrat
φ
FSS Phase du coefficient de réflexion du superstrat FFSβ Constante de propagation
α Taux d'atténuation
ξn Phase exponentielle
xxi
Remerciements
J’adresse ma sincère reconnaissance à mon directeur, le professeur Gilles Delisle pour la qualité de l’encadrement scientifique et méthodologique dont il m’a fait bénéficier, en particulier pour son appui et sa compréhension, ses conseils et sa disponibilité dans le travail, la confiance qu'il m'a portée ainsi ses qualités humaines et le temps qu'il m'a accordé pour diriger cette thèse.
Je souhaite aussi remercier le professeur Nadir Hakem, pour l'intérêt permanent qu'il a manifesté à l'égard de ma recherche, ses suggestions, ses remarques, ses analyses et ses encouragements m’ont beaucoup encouragé à arriver à bout de ce travail.
Je voudrais également remercier le Dr Yacouba Coulibaly, chercheur post-doctorat, pour ses conseils judicieux et pertinents qui ont permis le développement de mon travail de recherche.
Merci à Mohamed Ailas pour l’aide qu’il m’a accordé et l’assistance technique très importante pour la réalisation des prototypes d’antenne.
J’adresse aussi mes remerciements à tous les autres professeurs, étudiants et au personnel associés, au laboratoire LRTCS de l'Université du Québec en Abitibi-Témiscamingue, ainsi pour ceux du laboratoire LRTS de l’Université Laval, pour leur aide, leur gentillesse et pour les bons moments qu’on a partagé ensemble.
1
Chapitre 1
Introduction
1.1
Notions générales
Actuellement, les outils de communications sont fortement présents dans la vie quotidienne des mineurs. La nécessité de transmettre des données (vidéo, voix, texte, signalisation de surveillance et de contrôle), avec une très haute qualité et en temps réel tout en gardant la liberté de la mobilité des mineurs ainsi que des équipements qui les entourent, requiert des systèmes de communications qui supportent des liaisons radio avec des débits dépassant quelques gigabits par seconde. L’utilisation des bandes de fréquences élevées, encore faiblement utilisées particulièrement en bande millimétrique à 60 GHz, permet d’envisager avec optimisme ce défi.
La performance des réseaux mobiles est liée directement à la qualité des antennes les constituants et à la satisfaction des besoins en termes de débit, de portée et la qualité de transmission. Les systèmes de communication utilisant des antennes avec une bande passante plus large supportent des débits de transmission plus élevés. La bande millimétrique à 60 GHz offre une large bande passante de l’ordre de 7 GHz, Cependant, les communications en ondes millimétriques souffrent d'énormes pertes de propagation. Pour pallier à ce problème les antennes directives à gain élevé ont été adoptées comme une solution efficace. Lors d’une communication sans fil, la plupart du temps les antennes d'émission et de réception sont orientées de façon aléatoire, En effet, pour garantir une bonne qualité de transmission, les antennes en transmission (Tx) et en réception (Rx) devraient avoir deux polarisations différentes circulaire-linéaire.
2
Parmi les différentes configurations considérées comme des structures directives, notre choix s’est porté sur les antennes BIE, en raison de leur potentiel notamment en termes de gain et de degré de liberté. D’un point de vue structurel, l’antenne BIE est composée de trois éléments : une source d’excitation, une cavité remplie d’air et finalement un plan réflecteur (superstrat diélectrique), ce qui offre la possibilité de modifier certains paramètres constituants la structure sans affecter les autres.
Les travaux de cette thèse visent à concevoir, étudier analytiquement, numériquement et expérimentalement des nouvelles structures BIE (Bande Interdite Électromagnétique) et caractériser leurs potentialités en termes de la bande passante, du gain, de l’efficacité et de la polarisation pour un fonctionnement optimal autour de 60 GHz, conforme aux exigences d’un canal minier.
1.2
Objectifs du travail de thèse
L’une des problématiques principales des antennes BIE directives à gain élevé est
généralement leur bande passante étroite. Ceci nous a conduits à proposer une solution hybride originale qui consiste à exciter la structure BIE résonante avec une antenne à résonateur diélectrique (DRA). Une autre solution proposée dans cette thèse pour améliorer le produit gain- bande passante consiste à utiliser, en paroi supérieure de l’antenne BIE, des métamatériaux composites présentant un indice de réfraction négatif. L’emploi de ces métamatériaux, dits aussi métamatériaux main gauche, conduit à des améliorations satisfaisantes au niveau du gain et de la bande passante simultanément.
Le but poursuivi durant cette thèse est de mettre en jeu les propriétés attractives des métamatériaux et des résonateurs diélectriques, dans la perspective d’exploiter ces propriétés pour la conception d’antennes performantes fonctionnant à 60 GHz, capables de générer une polarisation linéaire ou circulaire, tout en présentant un fort gain, une efficacité élevée et une large bande de fonctionnement. Ce travail présente une nouvelle approche pour améliorer les propriétés de rayonnement des antennes BIE en introduisant la combinaison entre le résonateur diélectrique et le superstrat métamatériaux pour profiter en même temps de chacun de ses avantages individuels. Pour faciliter le dimensionnement des structures BIE ainsi d’améliorer leurs performances, une méthode analytique simple et rapide a été développée durant les travaux de cette thèse.
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Huit principaux objectifs originaux peuvent être alors mis en avant :
Le premier objectif est d’effectuer une étude du canal minier à 60 GHz pour caractériser la partie antennaire d’un système de communication capable de fournir un débit de quelques Gbit/s, pour une portée de quelques mètres.
Le deuxième objectif consiste à comprendre et mettre en évidence les propriétés intéressantes des matériaux à Bande Interdite Électromagnétique (BIE) dans la perspective de l’application visée, puis d’exploiter ces propriétés pour la conception et la réalisation d’antennes directives à gain élevé pour des applications souterraines.
Le troisième objectif est de générer la polarisation circulaire en excitant l’antenne BIE à l’aide d’un résonateur diélectrique DRA élémentaire en polarisation circulaire.
Le quatrième objectif est de présenter une nouvelle approche analytique pour calculer les propriétés de rayonnement de l’antenne BIE.
Le cinquième objectif consiste à exciter la structure BIE avec une multitude de sources (la mise en réseau des antennes élémentaires DRA) dont le but d’améliorer le gain.
Le sixième objectif est d’accroître davantage les performances de l’antenne BIE- directive en termes de la bande passante. Pour cela, nous présentons une nouvelle approche pour l’élargissement de la bande passante de l’antenne BIE, la technique est basée sur l’excitation de la structure BIE par des antennes à résonateur diélectrique multi segments. Le septième objectif est d’améliorer le produit gain-bande passante des antennes BIE. Cet objectif est obtenu grâce à l’utilisation d'un nouveau type de surfaces périodiques appelées métamatériaux main gauche.
Le huitième objectif est de parvenir à une grande flexibilité de l’antenne, cette flexibilité est obtenue en introduisant une nouvelle structure d’antenne reconfigurable en polarisation.
1.3
Présentation du manuscrit.
La démarche de l’étude a été la suivante :
Le premier chapitre est consacré au développement de la problématique, des objectifs poursuivis durant cette thèse et la présentation du manuscrit.
Le deuxième chapitre est consacré à la présentation du contexte de l’étude. En effet, une bonne détermination de l’application envisagée par le système de communication, des distances séparant l’émetteur Tx et le récepteur Rx et de l’environnement étudié (matériaux
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et nombre de réflexions), nous a permis de bien estimer les performances demandées des antennes pour garantir une bonne qualité de la liaison de notre système. Une modélisation de l’environnement va nous permettre de calculer les bilans de liaison des différents scénarios, d’identifier les problèmes rencontrés et de proposer des solutions pour améliorer la qualité de la liaison. Pour ce faire, un modèle de simulation simple basé sur le tracé des rayons a été introduit dans le but d’extraire deux paramètres intéressants : la moyenne de la puissance reçue et la dispersion des retards. Ensuite, nous faisons un état de l’art sur les antennes à gain élevé et nous mettrons un accent sur les méthodes numériques qui ont été utilisés pour mener à bien nos travaux.
Le troisième chapitre s’attaque à la méthodologie permettant de dimensionner et de concevoir une antenne BIE (principe de fonctionnement, dimensionnement de la structure, choix de la source d’alimentation et de la couche supérieure). Nous avons introduit une nouvelle approche permettant d’alimenter la structure BIE avec une antenne à résonateur diélectrique. Une brève revue sur les DRA (domaine d’utilisation, avantages, formes disponibles) est faite. La dernière partie de ce chapitre est consacrée au dimensionnement des caractéristiques de la couche supérieure de l’antenne BIE et au choix des métamatériaux. Différents motifs ont été testés pour cibler finalement sur la géométrie la plus adéquate pour la conception de nos antennes BIE hybrides.
Le quatrième chapitre est dédié à l’analyse des performances que l’antenne BIE est à même de fournir lorsqu’une polarisation circulaire est considérée. Le défi dans ce cas est de concevoir des antennes BIE hybrides présentant des faibles taux d’ellipticité ( 3 dB) sur une bande de fréquence étendue toute en gardant un gain élevé. Ce chapitre est divisé en trois parties : au début, une antenne BIE à polarisation circulaire est présentée. Ensuite, une technique d'analyse rapide et précise est développée pour calculer le diagramme de rayonnement d'une antenne DRA recouverte avec un superstrat FSS. La formulation analytique est basée sur la combinaison de la méthode de résonance transverse TEN et la théorie des antennes réseaux à déphasage (phased array antenna). Finalement, pour répondre aux exigences des systèmes à 60 GHz qui demandent un gain d’antenne élevé, une nouvelle technique basée sur la combinaison de la technologie réseau d’antenne excité en série par une ligne micro ruban avec la structure superstrat est proposée. On montre comment elle est capable d’améliorer les performances de l’antenne BIE en termes de gain.
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Le cinquième chapitre est consacré au développement d’une nouvelle technique pour perfectionner les antennes BIE à base de DRA, la technique est basée sur la combinaison de deux approches différentes dont le but est d'améliorer le produit gain-bande passante. La première approche envisagée pour remédier au problème de la bande passante des structures BIE est la mise au point d’une antenne à résonateur diélectrique cylindrique multi segment qui sera utilisée comme une source pour exciter l’antenne BIE. Cependant, pour améliorer le produit gain-bande passante des matériaux dits métamatériaux main gauche d’indice de réfraction négatif ont été utilisés pour couvrir le DRA multi segment. Ces métamatériaux représentent simultanément une permittivité et une perméabilité négatives.
Le sixième chapitre présente une nouvelle structure d’antenne BIE reconfigurable en polarisation fonctionnant en ondes millimétriques à 60 GHz. L'antenne est capable de commuter entre la polarisation linéaire (LP) et la polarisation circulaire (CP). L'objectif de cette dernière partie est donc de concevoir d’une antenne BIE à base d’un résonateur diélectrique pyramidal DRA qui, grâce à la rotation de la source d’excitation DRA par un angle de 45 dégrée, serait capables de fournir une diversité de fonctionnement. L'avantage est que cette structure est capable de générer la polarisation linéaire/circulaire sur une large bande passante et avec un gain élevé, tout en gardant les propriétés de rayonnement stables et de bonnes performances lors de la commutation entre les deux configurations.
Le document se termine par une conclusion générale résumant les résultats de la recherche ainsi que les contributions de la thèse. On y présente des recommandations et des perspectives pour la suite de ce travail.
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Chapitre 2
Contexte de l’étude et caractérisation des
antennes à 60 GHz
2.1
Introduction
L’exploitation minière est une activité industrielle qui réalise des milliards de dollars en chiffre d’affaires [1] mais, en raison de la nature de l'exploitation minière et de l'image qui y sont associées, les accidents qui se produisent attirent toujours beaucoup plus d’attention que dans d’autres domaines. Cependant, les préoccupations concernant la sécurité minière sont à la hausse, surtout avec la révolution technologique que connait le monde actuellement. L'équipement utilisé en exploitation minière est maintenant automatisé à un point tel qu'il est possible de le manœuvrer à distance.
La conception d’un système de communication fiable, susceptible de fonctionner dans un endroit confiné, nécessite une connaissance approfondie du milieu de transmission. En effet, une modélisation simple du canal minier, va nous permettre de bien estimer les performances des antennes demandées pour garantir une bonne qualité de la liaison de notre système.
2.2
Contexte de l’étude
Aujourd'hui, plusieurs sociétés d’exploitations minières dans le monde entier et, particulièrement au Canada, investissent dans des systèmes de communications modernes qui permettent une plus grande sécurité des travailleurs car ils peuvent être radio-localisés en tout temps même s’ils sont inconscients, ce qui permet d’accélérer le processus de sauvetage en cas d'accidents [2]. L’utilisation des communications sans fil permet de surveiller les opérations, d’optimiser les processus miniers dans le but d’accroitre la
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production, d’automatiser le contrôle des machines et l’utilisation des téléphones cellulaires permet de garder la communication active entre les travailleurs de la mine et leurs centres d’exploitation (voir figure 2.1) [3, 4,5].
Le plus décevant dans cela c’est que ces appareils, qui fonctionnent parfaitement bien à la surface, sont beaucoup moins performants dès que l'on se retrouve dans un espace confiné comme une mine souterraine où, avec toutes les sources de bruit qui nous entourent, très peu de technologies se sont avérées prometteuses. Quant à celles qui ont montré une meilleure performance, les travaux techniques à déployer pour les adapter à cet environnement sont, de toute évidence, considérables.
Figure 2.1 Outils de communications dans une mine souterraine [5].
La première motivation pour les communications souterraines est l’accroissement de la sécurité des mineurs de façon à mettre en œuvre des communications fiables entre ces travailleurs. Les communications dans les mines souterraines ont évolué d'une façon importante depuis quelques années. Les communications homme -machine ainsi que machine à machine ont été mise en œuvre dans le but d’augmenter l'efficacité et la productivité.
Les techniques de communications qui ont été appliquées dans les mines souterraines peuvent être classées principalement en quatre catégories :
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- les communications utilisant un support filaire - les communications par voie aérienne
- les communications hybrides.
2.2.1 Les communications par pénétration dans le sol
Dans le but d’envoyer des messages partout dans le monde entier, Tesla a suggéré, en 1899, d’utiliser la couche terrestre comme un canal de transmission pour les signaux EBF (extrêmement basse fréquence), en désignation internationale ELF (extremely low frequency) [6]. Ceci a continué jusqu'à la fin des années 1940 lorsque des techniques, telles que les communications par courants porteurs et la signalisation par voie terrestre ont été commercialement offerts par le bureau minier américain pour les communications ordinaires et les opérations de secours dans les mines [7], [8].
Les communications TTE (Through-The-Earth) offrent une couverture plus importante à l'intérieur d’une mine en comparaison avec les systèmes sans fil modernes. Cependant, ils restent très vulnérables en cas de catastrophe majeure, telles que les explosions, les inondations, les rafales de roches ou encore les chutes de pierres en provenance du plafond d’une galerie. Ces communications TTE sont appropriées pour les communications d'urgence car elles offrent la possibilité d’accéder à tous les endroits de la mine en se propageant au travers des parois rocheuses et elle ne nécessite aucun câblage entre la surface et les milieux souterrains [9]. Toutefois, jusqu’à présent et pour des raisons pratiques, cette technique n’a été utilisée que pour de simples messages unidirectionnels par le biais d'une antenne cadre de grandes dimensions localisées à la surface (voir figure 2.2). Les systèmes de communications bidirectionnels sont largement favorisés dans des situations similaires, car, dans la plupart des cas d'urgence, il est indispensable d’envoyer des informations précieuses à la surface afin de favoriser le sauvetage des mineurs. En suite aux recours qui ont suivis des accidents mortels qui ont eu lieu aux États-Unis en 2006, le Congrès américain, dans le cadre du développement de la loi dite MINER (Mine Improvement and New Emergency Response), a exigé que les exploitants miniers installent obligatoirement des systèmes de communications sans fil bidirectionnels et des systèmes de suivis qui relieront les sauveteurs aux travailleurs souterrains [10]. Deux solutions sans fil sont couramment utilisées pour les cas d'urgence, soient la messagerie texte sur la base TTE et le repérage Tag.
9
Figure 2.2 Communications par transmission dans le sol [11].
Le système PED (Personal Emergency Device) est un dispositif personnel en cas d’urgence basé sur la technologie de TTE [12], qui utilise des signaux TBF (très basse fréquence) et UBF (ultra basse fréquence) pour transmettre des messages textes (figure. 2.3). Au début, ce dispositif n’offrait que des communications unidirectionnelles mais les dernières versions sont capables de supporter des communications bidirectionnelles via la messagerie texte [12].
Figure 2.3 Le dispositif personnel en cas d’urgence PED. [12]
En raison des limitations de cette technique, tels que le débit insuffisant de transfert des données et l'usage des équipements mobiles plus volumineux, d’autres alternatives de communication ont été proposées.
10
2.2.2 Communications filaires
Depuis l’apparition des communications filaires dans les tunnels et les mines souterraines, la mise en œuvre des systèmes de communications s’appuie sur des observations expérimentales appuyées par très peu de validation théorique ou des tentatives de modélisation empirique. Les personnes travaillant dans les mines souterraines ont découvert que les basses fréquences de l'ordre de 10 MHz (fréquence de coupure des modes fondamentaux de la plupart des tunnels) pourraient couvrir des distances de moins de 30 m dans une mine vide [13]. Cependant, ils ont également remarqué que les conducteurs, tels que les câbles électriques et les tuyaux se trouvant partout dans la mine, sont capables de propager une onde électromagnétique avec une faible atténuation, et ainsi augmenter la portée. Cette réalité n'a pas été immédiatement compréhensible aux expérimentateurs mais elle a entraîné le développement de la technique monofilaire, à la fin de 1960. La technique monofilaire a été considérée comme le premier pas vers les systèmes basés sur les câbles rayonnants (Leaky Feeder), qui ont été largement utilisés par la suite (voir figure 2.4). En général, les signaux peuvent se propager sur les câbles coaxiaux, une paire torsadée, les câbles rayonnants et les fibres optiques pour atteindre l'équipement mobile, car d’un côté le système est filaire et de l’autre, il est sans fil.
Figure 2.4 Câbles rayonnants (Leaky Feeder) [10]
Au courant des années 1950 et 1960, les câbles rayonnants ainsi d'autres systèmes d'antennes ont été développés afin d'élargir la couverture des systèmes de communication sans fil VHF pour les tunnels de transport souterrains relativement courts, souvent dans les grands centres urbains pour assurer une sécurité publique.
Vers la fin des années 1960, les préoccupations de sécurité ont incité les organismes de réglementation gouvernementaux et les conseils de sécurité en Europe et en Amérique du
11
Nord à améliorer les communications avec les travailleurs souterrains par le déploiement de systèmes sans fil basés sur du VHF-FM, des radios portables et des systèmes de distribution d'alimentation à câbles à fuites [14].
Les câbles rayonnants (ou à fuites), sont parmi les outils de communication les plus populaires dans les mines souterraines. Ce câble présente des ouvertures ou fentes dans son enveloppe extérieure, ce qui permet une fuite de signaux entrant ou sortant du câble sur toute la longueur. Les câbles rayonnants offrent un service de communications bidirectionnelles voix/données et une communication unidirectionnelle d’images vidéo. En raison de cette fuite de signaux, des amplificateurs de ligne doivent être insérées à des intervalles réguliers, généralement tous les 350 à 500 mètres. Les inconvénients majeurs sont la maintenance difficile, l’infrastructure fixe, la capacité limitée et la faible couverture. Le système présente également aussi une lacune intrinsèque, à savoir qu’il utilise des signaux aux fréquences VHF ou UHF qui ne peuvent pas traverser les parois rocheuses.
2.2.3 Communications par voie aérienne
Les communications par voie aérienne sont évidemment une autre alternative pour les communications dans les mines souterraines. Un tel système est capable d'offrir diverses applications telles que les communications bidirectionnelles de la voix et des données, le suivi des mineurs et des équipements, le contrôle à distance, la détection et la surveillance vidéo, etc. Au début des années 2000, les progrès réalisés dans les secteurs des communications numériques à courte portée et qui couvre des zones de quelques centaines de mètres, ont motivé le secteur minier à adopter ces technologies dans les mines souterraines. L'industrie minière a été attiré, autour des années 2000, par les technologies à bas débit telles que Zig Bee, active RFID (des dizaines de mètres), passive RFID (environ un mètre) et par les systèmes à haut débit, tels que les systèmes UWB, car elles offrent une couverture à courte portée avec une faible consommation [15].
L'une des applications les plus attrayantes dans les mines est le système de suivi qui peut être mis en œuvre sur la base de la technologie RFID en utilisant le WLAN, la fibre optique ou les câbles rayonnants. Ce système de suivi assure une capacité de surveillance en temps réel de l'emplacement du personnel, des véhicules et des équipements souterrains. L'équipement minier comme les véhicules, les conteneurs, les perceuses et autres équipements de valeur de la production de minerai mobiles sont toujours en mouvement à
12
travers de grandes zones souterraines parce que l'équipement ne suit pas nécessairement une piste prédéfinie. Ce système est réparti dans toute la mine, ce qui permet une localisation de certains biens en temps réel [16], [17].
2.2.4 Communications hybride
Cette technique de communication combine les avantages des deux techniques présentées précédemment, soient les communications filaires et par voie aérienne. Ceci conduit à un système de communication offrant une plus large couverture pour des applications dans les mines souterraines. De plus, cette approche des systèmes hybrides peut s’étendre à transmission et à la réception des signaux vers un nœud à l’aide d'un réseau maillé sans fil à courte portée [18]. Jusqu'à présent, les réseaux maillés (réseaux mesh) semblent être les systèmes sans fil les plus fiables pour ce type d’applications (voir figure 2.5). Si une partie quelconque du réseau est endommagée, le reste continue de fonctionner, ce qui est souhaitable dans un environnement minier dynamique où les pannes de liaison font partie du quotidien.
Figure 2.5 Réseaux maillés (réseaux mesh). Extension sans fil
L'idée générale est basée sur le fait que, à partir d’un réseau câblé existant, on ajoute une possibilité de connexion sans fil. Des points d’accès sont connectés au réseau câblé et permettent de relier des transmissions sans fil entre un réseau câblé (généralement Internet) et un groupe d'utilisateurs (figure 2.6).
Le Tableau 2.1 met brièvement en évidence les avantages et les inconvénients des différentes techniques utilisées dans les mines souterraines pour des fins de communication.
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Figure 2.6 Exemple d’architecture réseau câblé avec extensions sans fil. Tableau 2.1 Avantages et les inconvénients des différentes techniques de communication utilisées dans les mines souterraines. Techniques de
communication
Description Avantages Désavantages
Pénétration dans le sol
Cette technique de communications utilise une antenne d'émission à basse fréquence sous forme d’une boucle située à la surface de la mine.
Très utile pour les communications de secours. –pas de risque d’interruption du signal dans le cas des incendies et des explosions car l'antenne est à la surface. -communication vocale limitée - l’émetteur consomme une énorme puissance - dans les grandes mines, il y a une nécessité d’installer une antenne boucle dans les tunnels souterrains
Systèmes filaires
Pour la communication entre deux nœuds, la technique utilise une connexion filaire d’un nœud vers un autre.
Il fonctionne très bien dans les
opérations ordinaires -facile à utiliser -économique Communication vocale limitée - l’émetteur consomme une puissance importante
14 Aérienne
Cette technique utilise un canal radio pour la communication entre deux nœuds, donc pas besoin de connexion physique. -fiabilité - mobilité - maintenance facile -supporte la voix, les données.
-pas efficace dans le cas d’un champ de vision non en ligne de vue - le débit de données est insuffisant - système d'alimentation limité Systèmes hybrides La combinaison de deux techniques de communication filaires et sans fil
Largement utilisé dans les mines pour des communications bidirectionnelles Supporte les communications voix et données - capacité de localisation par RFID - la communication bidirectionnelle est possible - supporte la mobilité
N’est pas efficace dans les cas NLOS - Tout dommage aux câbles rayonnants peut entraîner une
interruption totale. - Infrastructure de communication distincte est requise pour les systèmes RFID
2.3
Les limites des systèmes de communications sans fils traditionnels
Aujourd'hui, le débit des transmissions sans fil est d’environ 100 Mbps. Cette limitation est le résultat d'une saturation et d’une coexistence de normes sans fil fixées dans la bande de fréquence ne dépassant pas 10 GHz. Par exemple, les réseaux sans fil actuels tels que le Wifi, Bluetooth, 2.4 GHz, ne peuvent plus supporter les transmissions à très haut débit car ils sont limités en puissance en raison de leurs fréquences de transmission. Dans un canal minier souterrain, l'onde radio émise par l'antenne est sujette à la dispersion, l’absorption, la diffusion et l'atténuation des ondes à cause des propriétés naturelles ainsi que la de complexité de l’environnement minier [19]. Ces phénomènes sont d'autant plus complexes qu'il existe un nombre important d'objets interrompant le trajet des ondes radios (milieux
15
diélectrique et métallique, arêtes, reliefs, personnes et machines). Lors d’une communication radio, cette imperfection du canal cause des évanouissements et des interférences inter-symboles qui produisent la dégradation de la qualité de communication sans fil. S’y ajoute, les pertes dues au désalignement de la direction de polarisation plus marquées lorsque l'émetteur ou le récepteur sont en mouvement. Cette dégradation de la qualité du lien radio implique une diminution considérable du débit de transmission qui varie proportionnellement avec l’étalement du retard (Delay Spread) du canal. Désormais, les interférences entre les symboles résultant de la présence des trajets multiples au niveau du récepteur, seront à l'origine de l’augmentation du taux d'erreur binaire. Selon la formule de Shannon régissant la capacité des liens de transmissions de données, on ne peut qu'optimiser ces deux paramètres pour améliorer la qualité du lien, à savoir augmenter la puissance émise en vue d'augmenter le rapport signal sur bruit au niveau du récepteur et ainsi améliorer la capacité du canal [20]. Cependant, il est clair qu'en augmentant la puissance émise, on va augmenter éventuellement la puissance des multitrajets et ainsi le problème revient au point de départ. Diminuer la bande du signal, en augmentant la durée du symbole pour remédier au problème de l’étalement du retard. Cette approche va améliorer la qualité du lien mais le débit de données sera en dessous de celui exigé pour transmettre des données multimédias (voix, image, vidéos etc.) sur le lien radio. De ce fait, il s'est avéré nécessaire de chercher des solutions pour remédier au problème d’interférence entre les symboles et pousser la capacité du lien radio en termes de débit de données.
2.4
Solutions proposées
L’utilisation des systèmes de communications sans fil, dans les mines souterraines pose des défis majeurs et cela constitue un sujet de recherche pertinent et d'actualité. Ces systèmes nécessitent des avancées technologiques tant au niveau du développement logiciel (algorithmes de modulation avancée et de codage, traitement numérique des signaux), qu’au niveau matériel (composants électroniques, filtres, circuits actifs, architectures RF et antennes). Dans un système de communications, les antennes sont parmi les composantes les plus importantes, ayant pour but de transporter l’énergie radiofréquence d'un endroit à un autre et de le faire aussi efficacement que possible. Surtout dans les cas où les lignes de
16
transmission classiques (câbles coaxiaux, fibres optiques…) sont difficiles, voire impossibles à mettre en œuvre.
L’efficacité des systèmes de communication est liée directement à la qualité des antennes les constituants et à la satisfaction de ses besoins en termes de débit, de portée ou de la fréquence d’émission. Plusieurs technologies d’antennes sont possibles. Les caractéristiques de celles-ci doivent donc être optimisées au cas par cas.
Par exemple, pour résoudre le problème de l’augmentation du débit de transmission, qui demande un élargissement de la bande de fonctionnement des systèmes, l’antenne utilisée devra présenter une large bande passante. Pour des communications de longues portées, les antennes doivent être directionnelles avec des gains élevés et, par conséquent, plus le gain est grand, moins le générateur doit fournir de puissance à l’entrée du dispositif.
Un autre problème qu’il faut prendre en compte est celui de la mobilité des équipements. Les systèmes classiques utilisent souvent deux types d’antennes, à savoir une antenne à polarisation verticale et antenne à polarisation horizontale. Cependant, ces dernières engendrent des atténuations différentielles importantes. Le choix de la polarisation de l’antenne émettrice à un effet important sur les caractéristiques des ondes réfléchies. Dans le cas où l’antenne d'émission est polarisée linéairement, elle devrait être alignée en tout temps avec l'antenne de réception pour garantir une réception efficace du signal. Comme la mobilité de l’antenne émettrice ne devrait pas être limitée ni dans le temps ni dans l’espace, le fait de garder cet alignement peut s’avérer difficile. Une façon de contourner ce problème est de transmettre un signal à polarisation circulaire.
On se basant sur les caractéristiques exprimées en haut, il y a lieu de croire que les systèmes de communications en ondes millimétriques sont une solution prometteuse capable de répondre aux besoins d’établir une liaison de communication fiable dans les mines souterraines.
2.5
Les réseaux personnels sans fil à 60 GHz
L’utilisation des bandes de fréquences élevées encore faiblement utilisées, particulièrement en bande millimétrique, permet d’envisager avec optimisme ce défi. Cette montée en fréquence qui continue de s’opérer à l’intérieur même de cette gamme (passage vers les 60 GHz) comporte donc des avantages mais aussi des inconvénients [21].
17
Les réseaux personnels sans fil à 60 GHz sont des réseaux intra-muraux, de très faibles portées, destinés à interconnecter des équipements électroniques (ex : entre les équipements de transmission de vidéo non compressée HDVM ou des assistants personnels PDA, des ordinateurs, etc.) fonctionnant dans un même local et requérant de très hauts débits pour la transmission. Ces réseaux sont normalisés par l’IEEE (Institute of Electronics and Electrical Engineering), sous la norme 802.15.3c.
2.5.1 Aperçu sur la norme IEEE 802.15.3c à 60 GHz
La norme IEEE 802.15.3c a été développée pour normaliser les réseaux personnels sans fil transmettant dans la bande entre 57 GHz et 64 GHz, appelé communément « bande 60 GHz ». Elle constitue une des solutions les plus prometteuses pour accroitre le débit (quelques Gbit/s) des futurs réseaux locaux sans fil (WPAN).
La disponibilité internationale d’un spectre d’une bande de largeur de 7 GHz autour de 60 GHz, libre et ne requérant pas de licence d’exploitation, offre une opportunité pour le transfert de Gbit/s de données pour courte distance n’excédant pas une dizaine de mètres typiquement. C’est une portée inférieure, "en général", à celles supportées par les réseaux locaux radioélectriques (WLAN).
Les groupes de normalisation IEEE 802.15.3c, ECMA et VHT ont été formés pour normaliser cette bande. Ils ont montré qu’une bonne qualité de transmission est obtenue en liaison de visibilité directe en utilisant les antennes directives de gains avoisinants 13 dB tandis qu’avec les antennes moins directives, l’ajout d’une égalisation est essentiel pour combattre la sélectivité fréquentielle du canal.
Le groupe IEEE 802.15.3c a été formé en mars 2005. Ce groupe a ajouté une couche PHY au standard des réseaux personnels sans fil 802.15.3. Le standard IEEE 802.15.3c est le premier standard IEEE qui travaille pour les transmissions sans fil multi gigabits et pour les systèmes de communication en ondes millimétriques. Ce dernier fonctionne dans la bande 57-64 GHz. Les investisseurs majeurs du groupe sont IBM, Motorola, Samsung et Panasonic.
2.5.2 Caractéristique de la bande 60 GHz
L’utilisation des ondes millimétriques et de la bande autour de 60 GHz, pour les applications réseaux sans fils, date des années 90. Le choix de la bande millimétrique est
