Performances de l'antenne proposée

Dans cette section, nous présentons les résultats des simulations tels que le coefficient de réflexion S11, le gain, l’efficacité, les diagrammes de rayonnement, et le taux d’ellipticité pour les deux configurations linéaire et circulaire. La figure 6.9 présente le coefficient de

réflexion S11 simulé pour les deux structures linéaire et circulaire. Comme prévu, la bande

passante mesurée dans les deux cas est étendue sur une large bande couvrant ainsi la bande ISM. La bande passante simulée est de 56.5-64.5 GHz ce qui est équivalent à une bande de

58 60 62 64 0 1 2 3 4 6 8 10 Fréquance (GHz) Ta u x d 'ellip ti c it é ( d B) l/w = 1.5 l/w = 1.6 l/w =1.7 l/w =1.8 l/w = 1.9 l/w = 2

133

fonctionnement de 13.3 %. Trois fréquences de résonances ont été discernées à 57, 60 et 64 GHz pour les deux configurations avec un léger décalage de quelques Hertz. On peut donc conclure que l'effet de commuter entre les deux polarisations linéaire/circulaire n’influence pas beaucoup le fonctionnement de l'antenne au niveau de la bande passante et des fréquences de résonances. Le gain maximum simulé pour les deux configurations linéaire et circulaire est représenté sur la figure 6.10. Si on considère le fonctionnement de la structure en polarisation linéaire, un gain maximum de 18.4 dBi est atteint. En ce qui concerne l’efficacité de rayonnement, l’antenne peut atteindre une valeur variante entre 0.78 et 0.85 sur toute la bande de fonctionnement (figure 6.11). Lorsque la polarisation circulaire est considérée, on obtient un gain d’allure identique à celui de la polarisation linéaire et l’efficacité réalisée devient plus stable et prend une valeur entre 0.80 et 0.86.

Figure 6.9 Coefficient de réflexion S11 pour les deux configurations linéaire et

circulaire

Figure 6.10 Gain maximum pour les deux configurations linéaire et circulaire

55 59 63 67 -40 -30 -20 -10 0 Fréquence (GHz) C o e ff ici e n t d e r é fl e xi o n ( d B ) Polarisation linéaire Polarisation circulaire 56 59 62 6565 14 15 16 17 18 19 Fréquence (GHz) G a in ( d B i) Polarisation linéaire Polarisation circulaire

134

On constate que l'évolution du gain en fonction de la fréquence est approximativement identique pour les deux configurations linéaire/circulaire avec un léger avantage pour la polarisation linéaire.

Figure 6.11 Efficacité de rayonnement pour les deux configurations linéaire et circulaire

Figure 6.12 Diagrammes de rayonnement dans le plan phi=0° des deux configurations linéaire et circulaire

La commutation entre les deux configurations linéaire et circulaire n'a aucune influence majeure sur le rayonnement de l'antenne proposée. En effet, les diagrammes de rayonnement dans le plan phi=0° pour les deux configurations sont presque identiques et caractérisés par un lobe principal directif et de faibles lobes secondaires (voir Figure 6.12). On peut conclure que l'antenne proposée bascule entre les deux polarisations linéaire/circulaire tout en gardant un rayonnement stable. La figure 6.13 montre la bande passante pour un taux d’ellipticité  3 dB.

56 60 64 6868 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 Fréquence (GHz) E ff ica ci té Polarisation linéaire Polarisation circulaire -50 0 50 -10 -5 0 5 10 15 20 Angle (deg) D ia g ra m m e d e r a yo n n e m e n t n o rm a li sé ( d B ) Polarisation linéaire Polarisation circulaire

135

Figure 6.13 Taux d’ellipticité pour la configuration circulaire

Cela nous permet de conclure que la bande passante effective obtenue (pour S11 -10 dB et

le taux d'ellipticité  3 dB) pour laquelle l'antenne rayonne en polarisation circulaire est de 59.2 à 64 GHz couvrant à la fois les deux applications ciblées.

6.4

Conclusion

Nous avons proposé dans ce chapitre une nouvelle structure d’antennes reconfigurables de type BIE pour les ondes millimétriques à 60 GHz. En appliquant une simple rotation mécanique de 45 degrés sur la source d’excitation DRA, la structure est capable de commuter entre une polarisation linéaire et une polarisation circulaire.

En effet, dans la première partie de ce chapitre, le but était de concevoir une antenne référence, à large bande passante et gain élevé, qu’on peut modifier par la suite pour avoir une structure reconfigurable capable de commuter entre la polarisation linéaire et circulaire. La structure proposée à cet effet est une antenne à résonateur BIE excitée par un DRA pyramidal. Les résultats de simulation ont montré une bonne concordance entre les simulations HFSS et CST. La largeur de bande passante obtenue est de 8 GHz et une valeur de gain de 18.5 dBi.

Dans la deuxième partie du chapitre, nous avons démontré que, en changeant le rapport longueur sur largeur de la source DRA pyramidal et en appliquant une rotation sur celle-ci de telle sorte que les côtés forment un angle θ de 45 degrés avec l’axe central de la ligne d’excitation, on serait capable de produire deux configurations de polarisation ; la polarisation linéaire lorsque θ = 0 degré et la polarisation circulaire lorsque θ = 45 degrés.

58 60 62 64 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 Fréquence (GHz) T a u x d 'e ll ip ti ci té ( d B )

136

En outre, l'antenne a maintenu stables les fréquences de résonance, les gains, l'efficacité et les diagrammes de rayonnement lors de la commutation entre les deux configurations de polarisations circulaire et linéaire.

L’antenne proposée présente certains degrés de difficultés au niveau de la fabrication à cause de la nécessité d’intégrer un système de contrôle mécanique qui assure la rotation du résonateur dialectique. Une autre contrainte qui s’impose également lors de la fabrication de l’antenne est la difficulté d’aligner les couches constituantes de la pyramide. Pallier ces contraintes constitue une perspective à poursuivre dans l’avenir pour réussir la réalisation physique de l’antenne reconfigurable intelligente. L’antenne conçue pourra être utilisée en tant qu’émetteur et récepteur à la fois ce qui rend la communication plus flexible et capable de combattre l’effet multitrajets dans les deux sens d’une communication. Les antennes reconfigurables en polarisation offrent de nombreuses perspectives d’utilisation, notamment dans le domaine des télécommunications pour la prochaine génération 5G.

137

Chapitre 7

Conclusion et perspectives

Dans ce travail de thèse, on s’est attaché à concevoir, à caractériser analytiquement et numériquement et réaliser pratiquement la partie antennes d’un système de communication à 60 GHz opérant dans un canal minier afin de contribuer à l’amélioration du bilan de liaison dans de tels milieux confinés. Conformément à cet objectif, les informations et les résultats suivants ont été présentés dans cette thèse.

Après avoir présenté des notions essentielles à la caractérisation du canal minier, un modèle simple, basé sur le tracé des rayons, a été présenté au deuxième chapitre pour caractériser un système de communications capable de fonctionner adéquatement dans un milieu confiné comme une mine souterraine. Dans un premier temps, on a évalué les caractéristiques et les avantages de la bande autour de 60 GHz. Puis, on a étudié la puissance reçue et la dispersion des retards pour une multitude de scénarios en fonction du type d’environnement, des distances séparant l'émetteur du récepteur suivant les configurations d’antennes définies. Avec les résultats de simulation obtenus, on a trouvé que l’approche la plus logique pour l'élaboration d’un système de communications adapté au canal minier consiste à utiliser des antennes larges bandes à gain élevé. Lors de nos travaux, on s’est rendu compte que, pour assurer une bonne qualité de transmission, les antennes Tx-Rx doivent disposer d’une capacité à fonctionner sous deux polarisations différentes, soient circulaire et linéaire. Après avoir défini les caractéristiques des antennes optimales conformément aux exigences que nous avions formulées, nous avons fait un bref état de l’art sur les différents systèmes à grand gain existants. Outre ses capacités à obtenir des gains élevés et son potentiel à générer la polarisation circulaire, le choix s’est porté sur l’antenne BIE.

Le troisième chapitre a été divisé en trois parties : la première s’intéresse à introduire les différents concepts qui nous ont semblé être utiles pour la suite de notre

138

étude, à savoir la conception et le dimensionnement d’une antenne BIE directive. Dans la deuxième partie, nous avons introduit les antennes à résonateur comme une nouvelle alternative pour alimenter l’antenne BIE. La troisième partie a été consacré à l’introduction des métamatériaux dits ’’main gauche’’, ces structures présentant simultanément une permittivité et une perméabilité négatives. Différents agencements de FSS ont été modélisés, pour cibler finalement sur une géométrie possédant le profil recherché. Ces structures ont ensuite été utilisées en combinaison avec les DRA pour la conception des antennes proposées à la suite de notre travail.

Au quatrième chapitre, on a initialement développé une nouvelle antenne BIE à polarisation circulaire caractérisée par un gain et une efficacité élevés et une large bande passante. Un résonateur diélectrique en forme de croix a été utilisé pour générer le rayonnement de polarisation circulaire. Le gain, l’efficacité et la bande passante de la source DRA ont été améliorées significativement par l'utilisation d'un superstrat adéquat FSS. Dans la suite du chapitre, une technique d'analyse rapide a été développée pour calculer le diagramme de rayonnement d'une antenne DRA recouverte avec un superstrat FSS. La théorie des lignes de transmission a été utilisée pour remplacer l'antenne XDRA par un circuit équivalent. Puis, le théorème TEN a été appliqué pour extraire la constante de propagation complexe de l'onde de fuite (leaky wave). Finalement, la théorie des antennes réseaux à déphasage a été utilisée pour calculer le diagramme de rayonnement de l’antenne proposée. Le modèle analytique proposé a été mis en œuvre et vérifié par une comparaison avec les résultats de simulations et de mesures. Le prototype a été fabriqué en utilisant la technologie des circuits imprimés et un bon accord entre les résultats analytiques, des simulations et des mesures a été observé. Une largeur de bande est atteinte de 56 à 63 GHz correspondant à 11.7%, et un gain maximum de 16.7 dBi est obtenu à 60 GHz. La bande passante pour un taux d'ellipticité inférieur à 3 dB a été trouvée à environ 5.4%, ce qui est mieux par rapport à d'autres cas ayant une conception plus complexe ou une excitation par réseau. Dans la dernière partie du chapitre, afin d’améliorer davantage les performances de notre antenne proposée et de mieux répondre au cahier des charges, une nouvelle technique d’excitation multisources a été considérée pour améliorer le gain de l’antenne BIE. Grâce au dispositif constitué de neuf XDRA utilisés pour alimenter l’antenne BIE, le gain a été augmenté de 3.5 dB par rapport au cas BIE mono source. Avec l'utilisation de cette

139

technique, une large bande passante (S11 <─ 10 dB) d'environ 6.8% de la fréquence de conception entre 57.8 et 61.9 GHz est obtenue avec un gain aussi élevé que 21 dBi et une efficacité de 88%. Toutefois la bande passante, pour un taux d'ellipticité inférieur à 3 dB, a été dégradée de 4.25% par rapport à l’antenne BIE monosource.

Dans le cinquième chapitre, on a développé la conception d’une nouvelle antenne directive Fabry Pérot à large bande et gain élevé fonctionnant à 60 GHz. L’antenne proposée est conçue sur la base d’un résonateur diélectrique cylindrique multicouche couvert avec un superstrat métamatériau doublement négatif. Le prototype a été fabriqué en utilisant la technologie des circuits imprimés et les résultats montrent un bon accord entre les mesures et les simulations. Une bande passante de 10.5% a été atteinte (de 58.1 à 64.2GHz) et un gain de 18 dBi presque constant sur la bande de fonctionnement. Ceci engendre une amélioration de 12 dBi par rapport à un DRA classique sans métamatériau et l’antenne réalisée respecte les contraintes de départ sur la performance, le coût, la complexité et la taille. En effet, avec les résultats obtenus, l'antenne proposée apparait très attrayante et peut être une solution pratique pour des systèmes de communications souterrains.

Dans le dernier chapitre, nous avons étudié une antenne BIE reconfigurable en polarisation fonctionnant en ondes millimétriques à 60 GHz. L’antenne proposée est caractérisée par une structure simple et compacte, constituée d’une source d’excitation DRA pyramidal couverte par une couche supérieure FSS. Le fait d’appliquer une rotation d’un angle θ sur la source DRA produit deux configurations de polarisation ; la polarisation linéaire lorsque θ = 0 degré et la polarisation circulaire lorsque θ = 45 degrés. La nouvelle structure proposée est capable de générer les polarisations linéaire/circulaire sur une large bande passante et avec un gain élevé, tout en gardant les propriétés de résonance et de rayonnement stables et offrant de bonnes performances lors de la commutation entre les deux configurations.

En conclusion, les antennes hybrides présentées au cours de cette thèse, de type BIE à base de résonateur diélectrique présentent plusieurs avantages non négligeables pour les applications en milieux souterrains. Le premier est certainement la très petite taille qui les caractérise. Le second atout est leur bande passante en rayonnement très large de l’ordre de 10.5 % à la fréquence de 60 GHz. Le troisième avantage est le niveau de gain quasi-

140

constant que cette antenne est capable de fournir. Celui-ci, généralement de l’ordre de 18 dBi est déjà élevé en monosource et reste stable sur toute la bande d’opération. Le dernier atout, qui n’est pas le moindre, est que l’antenne BIE présente des potentialités en termes de l’efficacité la plus élevée 85% et de la génération de polarisation circulaire. La qualité de reconfigurabilité en polarisations linéaire/circulaire sur une large bande avec un gain élevé fait de cette antenne un dispositif attrayant pour atteindre des objectifs de haute performance.

A la suite de ce travail, des perspectives de travaux futurs peuvent être proposées :

 d’une part, il serait intéressant de poursuivre l’effort entrepris pour améliorer les formulations analytiques présentées dans ce travail ;

 concevoir les éléments du circuit "front-end" pour réaliser un système de communication complet à 60 GHz ;

 il serait aussi intéressant d’effectuer des campagnes de mesures dans une mine souterraine pour calculer le débit atteint en utilisant les deux antennes émetteur - récepteur conçues ;

 multiplier le nombre des résonateurs diélectriques utiliser dans le réseau

d’excitation (multiplication jusqu’à 64 antennes) dans la perspective qu’on serait capable d’exploiter notre antenne dans les technologies de ‘’Massive-MIMO’’ dédiées à la 5G ;

 dans la continuité des travaux présentés dans le chapitre 6, un effort important peut

être poursuivi comme la fabrication de l’antenne conçue et le développement d'un système mécanique commandé numériquement pour rendre les antennes flexibles et intelligentes.

141

Bibliographie

[1] “Mine 2010: Back to the boom,” Price Waterhouse Coopers, 2010. Disponible en

ligne https://www.pwc.co.uk/assets/pdf/mine-back-to-the-boom.pdf

[2] “Underground coal mining disasters and fatalities -U.S. 1900-2006.” Disponible en ligne: http://www.cdc.gov/mmwr/preview/mmwrhtml/mm5751a3.htm

[3] L. K. Bandyopadhyay, S. K. Chaulya, P. K. Mishra, and A. Choure, “Wireless

information and safety system for underground mines,” Proc. URSI, General Assembly, Chicago, Aug 2008. pp. 9-16.

[4] K. Srinivasan, M. Ndoh, K. Kaluri, “Advanced wireless networks for underground

mine communications,” International workshop on Wireless Communications in Underground and Confined Areas (IWWCUCA), Val d’Or, Québec, Canada, Juin 6- 7, pp 51–54, 2005.

[5] Disponible en ligne http://www.acksys.fr/marches/mines-et-minerais/mine-

souterraine-communications-bord-sol-en-mouvement-sans-faille/.

[6] W. Pittman , R. Church, “Through-the-earth electromagnetic trapped miner location

systems: A review,” United states department of theinterior , Bureau of Mines, Open File Report: 127-85, 1985.

[7] R. S. Nutter , M. D. Aldridge, “Status of mine monitoring and communications,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 24, pp. 820–826, 1988.

[8] P. Delogne, “EM propagation in tunnels,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 39, pp.

401–406, 1991.

[9] T. D. Barkand, N. W. Damiano, W. A. Shumaker, “Through-the earth, two-way, mine

emergency, voice communication systems,” Proceedings of IEEE Industry Applications Conference, Florida, USA. 2006 Oct 8-12. p. 955–958.

[10] A. E. Forooshani, S. Bashir, D. G. Michelson, S. Noghanian, “A survey of wireless communications and propagation modeling in underground mines,” IEEE Communications Surveys and Tutorials, vol. 15, no. 4, pp. 1524–1545, 2013.

[11] R. Larry Grayson “Improving mine safety technology and training in the U.S. recommendations of the Mine Safety Technology and Training Commission,” Journal of Coal Science and Engineering, China, September 2008, Volume 14, Issue 3, pp 425–431

[12] P. Laliberté “Summary study of underground communications technologies” CANMET mining and mineral Sceinces laboratories, Final Project Report, Canada, CANMET –MMSL 09-004(TR), may 2009.

[13] M. Linard ,P. Degauque, “Natural wave propagation in mine environments,”IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 48, pp. 1326–1339, 2000.

[14] D. J. R. Martin, “Leaky-feeder radio communication: A historical review,” in Proc. IEEE Vehicular technology Conference, Pittsburgh, USA, May 1984, pp. 25–30.

[15] ‘’Mine site technologies.” Disponible en ligne http://

http://www.mstglobal.com/technology/

[16] A. Chehri, P. Fortier, P. M. Tardif, “UWB-based sensor networks for localization in mining environments,” Elsevier Ad Hoc Netw., vol. 7, pp. 987–1000, 2009.

142

[17] D. Frielos, “Xstrata mines RFID´s benefits,” RFID Journal., Vol. Nov 04, 2008, 2008.

[18] Tropos Networks , “Metro-Scale Mesh Networking with Tropos MetroMesh™ Architecture”, A Technology Whitepaper July, 2007, pp1-19, 2007.

[19] M. Boutin, A. Benzakour, C. Despins et S. Affes, «Radio Wave Characterization and Modeling in Underground Mine Tunnels,» IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 56, pp. 540- 549, Feb. 2008.

[20] C. E. Shannon, “Communication in the presence of noise”, Proceedings of the IRE, vol. 37, pp. 10–21, Jan. 1949.

[21] K.C. Huang, Millimeter Wave Antennas for Gigabit Wireless Communications, John Wiley & Sons. New York, 2008.

[22] L. Boithias, “Propagation des ondes radioélectriques dans l’environnement terrestre”, Dunod, Paris, 1984.

[23] S. R. Saunders, A. Zavala, Antennas and Propagation for Wireless Communication Systems, 2nd ed. Wiley, London, Chap.4, pp. 61-86, 2007.

[24] I. Guvenc, G. Sinan, S. Zafer , K. Ulas, Reliable Communications for short-range Wireless Systems, Cambridge University Press, 2011.

[25] H. Xu, V. Kukshya, T. S. Rappaport, “Spatial and temporal characterization of 60 GHz indoor channels,” Vehicular Technology Conference, Boston, MA, September 25-28, 2000, pp. 620-630.

[26] C. P. Lim, M. Lee, R. J. Burkholder, J. L. Volakis, R. J.Marhefka, “60 GHz indoor propagation studies for wireless communications based on a ray-tracing method,” EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking (Special Issue: Millimeter-Wave Wireless Communication Systems), Vol. 2007. Article ID 73928. doi:10.1155/2007/73928, pp. 1-6, 2007.

[27] K. Uehara, T. Seki, K. Kagoshima, “Indoor propagation calculation taking into account antenna patterns using geometrical optics method,” Electronics and Communications in Japan, Part 1, vol. 79, no. 5, pp. 92-102, 1996.

[28] S. Sefi, “Ray tracing tools for high frequency electromagnetics simulations,” Licentiate thesis, Royal Institute of Technology, Stockholm, 2003.

[29] J. Chuang, ‘’The Effects of Time Delay Spread on Portable Radio Communications Channels with Digital Modulation,’’ IEEE J. Sel. Areas Comm., vol. 5, , pp. 879-889, Juin 1987.

[30] Recommandation UIT-R P.527-3 ‘’Caractéristiques électriques du sol’’ (1992) [31] L. M. Correia , P. O. Frances, ‘’Transmission and Isolation of Signals in Buildings at

60 GHz,’’ in Proc. of PIMRC’95 - IEEE 6th International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Toronto, Canada, pp. 1031-1034, Sep 1995.

[32] K. F. Lee ,W. Chen , Advances in microstrip and printed antennas, John WILEY & Sons, Inc. 1997, Chapter 3, ( Microstrip Arrays: Analysis, Design, and Applications) ‘’ pp. 123-159.

[33] M. Thevenot, A. Reineix, B. Jecko, “A dielectric photonic parabolic reflector”, Microwaves and optical technology letters, Vol 21, No 6, pp. 411-414, June 1999. [34] J. Roger, “Antennes Techniques”, Traité d’électronique, Techniques de l’Ingénieur,

143

[35] M. Thévenot, C. Cheype, A. Reineix, B. Jecko: “Directive Photonic Band Gap Antenna”; IEEE Trans on Microwaves Theory and Tech, Vol. 47, pp. 2115-2122, Nov 1999.

[36] A. C. De Lima, E.A. Parker, “Fabry-Perot approach to the design of double layer FSS” IEEE, Proceedings Microwaves, Antennas and Propagation, vol 143, No. 2, pp. 157-162, April 1996.

[37] Sadiku, M.N.O., Numerical techniques in electromagnetics, CRC press, Boca Raton, FL, 1992.

[38] A. Hosseini, F. Capolino, F.D. Flaviis, P. Burghignoli, G. Lovatand, D.R. Jackson, “Improved bandwidth formulas for Fabry–Pérot cavity antennas formed by using a

thin partially-reflective surface,” IEEE Transactions on Antennas and

Propagation, Vol. 62, pp. 2361–2367, 2014.

[39] Z. C. Ge, W. X. Zhang, Z. G. Liu et al., “Broadband and high-gain printed antennas constructed from Fabry-Perot resonator structure using EBG or FSS cover,” Microwave & Optical Technology Letters 48 (7), pp.1272–1274, 2006.

[40] A. A. Oliner, “Periodic structures and photonic band-gap terminology: Historical perspectives,” 29th Eur. Microwave Conf, vol. 3, Munich, Germany, Oct. 1999, pp. 295–298.

[41] M. Thévenot, A. Reineix, B. Jecko, “F.D.T.D. approach for modelling P.B.G. structure,” Journal of Optics A: Pure and Applied Optics, Vol. 1, pp.495-500, 1999. [42] D.R. Bullock, C. Shih, R. S. Margulies, “Photonic band structure investigation of two

dimensional Bragg reflector mirrors for semiconductor laser mode control,” Journal of the Optical Society of America B, Vol. 10, pp. 399-403, 1993.

[43] R.Chantal, ‘’Optimisation d’un réflecteur spatial à couverture cellulaire par l’utilisation d’une antenne à bande interdite électromagnétique multisources,’’ Thèse de doctorat n° 36-2003, U.E.R. des Sciences, Université de Limoges, France, 2003. [44] S.W. Lee, G. Zarrillo, C.L. Law, “Simple formulas for transmission through grids or

plates”, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, volume 30, No. 5, pp. 904- 909, 1982.

[45] H. Boutayeb, ‘’Etude des structures périodiques planaires et conformes associées aux antennes. Application aux communications mobiles,’’ Thèse de doctorat de l'Université de Rennes 1,France, Décembre. 2003.

[46] A. Ourir, “ Applications de Matériaux à Bandes Interdites Photoniques et de métamatériaux en Télécommunications”, Thèse de doctorat, Université Paris XI d’Orsay, France, 2006.

[47] A. P. Feresidis, J. C. Vardaxoglou, “High gain planar antenna using optimized partially reflective surfaces,” IEEE Proceedings Microwaves, Antennas and Propagation, Vol. 148, No. 6, 345–350, Dec. 2001.

[48] S. Stein, “On cross Coupling in Multibeam antennas”, IRE Trans Antennas Propagat., Vol AP-10, p.548-557, 1962.

[49] R. K. Mongia, et P. Bhartia., “Dielectric Resonator Antennas-A review and General Design Relations for Resonant Frequency and Bandwith ”, International Journal of