4. Etage d’entrée

Etage d’entrée 4.

4.1 I

Dans une chaîne de conditionnement du signal, l’étage d’entrée à une importance particulière. En effet les signaux externes auxquels l’étage d’entrée est soumis peuvent être en dehors de la plage d’alimentation des composants électroniques actifs et plus particulièrement les amplificateurs opérationnels. Des protections doivent donc être ajoutées de manière à éviter une destruction partielle ou complète de l’électronique lors de surtension sur les entrées. Les éléments de protections ne doivent pas affecté les caractéristiques électriques du signal d’entrée, excepté lors de l’apparition d’une surtension. Dans ce cas, on peut admettre que le comportement de la chaîne d’acquisition soit momentanément dégradé mais ce comportement doit être réversible.

4.2 P

Les interfaces électroniques, qu’ils soient logiques ou analogiques demandent des protections contre les surtensions. L’apparition de surtensions peut être due à des décharges électrostatiques lors de manipulations ou lors de défauts électriques des éléments d’interfaces, voir des perturbations liées à un environnement sévère. Il est important que le designer connaisse et comprenne les mécanismes d’erreurs internes aux composants. Il doit s’assurer des performances des protections internes aux circuits et, si elles sont insuffisantes, les compléter avec des semiconducteurs externes sans altérer les comportements statique (offset) et dynamique (bande passante) du circuit.

4.2.2 Mode commun des entrées hors des limitations

Le mode commun sur les entrées d’un amplificateur opérationnel ne doit en aucun cas sortir de la plage d’alimentation du composant au risque de provoquer un dommage irréversible. En général la plage maximum admissible est comprise entre VEE-03V et VDD+0.3V ou VEE représente la tension d’alimentation négative et VDD la tension d’alimentation positive. Il peut également exister une zone intermédiaire dans laquelle le composant ne sera pas détruit mais son comportement fortement altéré.

En cas de dépassement des tensions d’alimentation sur les entrées, il est impératif de limiter le courant dans ces dernières à 5mA environ. Cette valeur n’est qu’une indication, la valeur peut changer d’un type d’amplificateur opérationnel à l’autre.

La Figure 4-1 illustre la manière la plus générale de protéger un amplificateur opérationnel contre les surtensions sur ses entrées. La base de cette protection consiste à l’utilisation de deux diodes Schottky D1 et D2 et une résistance RLIM de limitation de courant. Une sélection appropriée de ces composants permet de résoudre de manière satisfaisante les besoin de la plupart des applications. Il faut noter que les amplificateurs opérationnels ont leur propre protection interne sous la forme de diodes dont la tension de conduction VF (forward voltage), pour des courants de 5mA, est de l’ordre de 0.6V. Le mode commun de chaque entrée doit donc être limité de manière à ne jamais dépasser ce courant quelque soit le niveau de la tension d’entrée. La limitation de courant, et par conséquent la valeur de la résistance RLIM est directement dépendante de la tension de mode commun maximum admissible sur chacune des entrées. Plus RLIM est élevé, plus le bruit qu’elle génère est important. Ce point doit donc être rigoureusement étudié. Le courant inverse des diodes Schottky externe de protection est également un paramètre dont il faut tenir compte. En effet ces courants inverses doivent être de un à deux ordres de grandeur plus faibles que les courant de polarisation des entrées de l’amplificateur opérationnel de manière à minimiser la tension d’offset apparaissant aux bornes de la résistance RLIM. Pour des entrées bipolaires, les courants de polarisation sont relativement élevés.

En ajoutant une résistance RFB dans la contre réaction unitaire, il est possible limiter, voire d’annuler la tension d’offset apparaissant aux bornes de RLIM. La valeur de cette résistance RFB dépend de RLIM

et de la valeur des courants de polarisation sur chaque entrée. A courants de polarisation égaux, les résistances RLIM et RFB sont égales. Un condensateur CF en parallèle avec RFB permet de limiter le bruit généré par la résistance RFB.

Figure 4-1 : Protection des entrées d’un amplificateur opérationnel contre les surtensions

Pour des courants de polarisation inférieurs à 10nA (entrée FET), la résistance RFB n’est plus une nécessité absolue.

4.2.3 Courant inverse dans les diodes de protection

Comme il a été mentionné au paragraphe précédent, le courant inverse des diodes utilisées couramment pour la protection des entrées des amplificateurs opérationnels est un paramètre important de design. La Figure 4-2 la dépendance du courant inverse de quelques diodes en fonction de la tension inverse, ceci pour une température de 25°C

Tension inverse V 100fA

100aA 100nA

100pA

1N5711

1N914

2N5457 JFET diode

PN4117 JFET diode

1.0V 10V

150uV

R Courant inverse I R

Température : 25°C

100mV 10mV

1mV

Figure 4-2 : IR=F(VR) pour des diodes utilisées comme protection

La Figure 4-2 montre que la diode Schottky 1N5711 présente un courant inverse de plusieurs dizaines de nA pour une tension inverse de 10V. Ce type de diode ne pourra donc être utilisé que pour des amplificateurs opérationnel ayant des courants de polarisation de quelques μA sur les

entrées. Pour des amplificateurs opérationnels avec entrée FET, il faut impérativement choisir un autre type de diode.

La Figure 4-2 montre également qu’il est préférable de travailler avec des tensions inverses aussi faibles que possible. Par exemple pour des diodes ordinaires telles que 1N914 ou encore 1N4148, le courant inverse est de d’environ 200pA pour une tension inverse de 10V alors qu’il est inférieur à 1pA pour une tension inverse de 1mV. Il faut toutefois prendre certaines précautions lorsque l’on utilise des diodes 1N914 ou 1N4148 dans ces circuits présentant de hautes impédances. En effet les boîtiers en verre doivent être blindés afin d’éviter les courants photoniques parasitiques qui s’apparentent à des courants inverses dont le niveau peut être important.

4.2.4 Limiteur CMOS de la tension de mode commun 4.2.5 Description générale

Une alternative beaucoup plus simple pour la protection des entrées d’un amplificateur opérationnel contre les surtensions consiste à utiliser un limiteur CMOS de tension. Ce type de composant consiste à varier la résistance de passage du canal VD – VS de transistors MOS canal N et canal P.

En condition normale, la résistance de passage est de quelques dizaines d’ohms. Lorsque la tension d’entrée VD atteint des valeurs de tension proches des tensions d’alimentation, la résistance du canal augmente drastiquement. Ce type de protection fonctionne parfaitement lorsque les tensions d’alimentation VDD et VEE ne sont pas présentes. Cette caractéristique est intéressante lorsque la séquence d’apparition des tensions d’alimentation n’est pas maitrisée. Les tensions d’entrées extrêmes sont limitées par la tension Grille – Source maximum sur les transistors NMOS et PMOS au risque de percer l’oxyde de grille. Cette tension maximum est fixée par design

La Figure 4-3 montre le schéma simplifié d’un limiteur de tension. Ce circuit est constitué de 4 transistors MOS, deux NMOS et deux PMOS. Le PMOS supérieur n’est pas directement lié au passage du signal (canal), il est utilisé pour connecter la source du PMOS inférieur au substrat. Ceci a pour effet d'abaisser la tension de seuil du PMOS et d'augmenter la plage d’utilisation normale du limiteur. Les sources et les substrats des NMOS sont connectés pour les mêmes raisons. En utilisation normale, la résistance de passage est de l’ordre de 20Ω à 80Ω. La consommation du limiteur est très basse, de l’ordre de quelques dizaines de nA, ceci même en cas de limitation.

Chaque transistor est isolé de son voisin afin d’éviter les phénomènes de latch-up.

VDD

VEE

NMOS

VEE

D S

G NMOS

PMOS

D S PMOS G

D S

G

S D

G

VDD

VD VS

Figure 4-3 : Structure d’un limiteur de tension

4.2.5.1 Protection contre les surtensions

Lorsqu’une surtension apparaît sur l’entrée du limiteur, la tension Gate-Source de l’un ou de plusieurs transistors est inférieur à la tension de seuil (VTH : threshold voltage). Le seuil de la limitation est lié à la tension sur les Gates de chaque transistor. Pour une surtension positive, la limitation de tension est donnée par VDD-VTH(N) où VTH(N) est la tension de seuil des transistors NMOS (environ 1.5V). Dans le cas d’une surtension négative la limitation de tension est donnée par VEE-VTH(P) où

VTH(P) est la tension de seuil des transistors PMOS. Pour ces derniers, la valeur absolue de la tension de seuil est un peu supérieure à celle des transistors NMOS (environ -2V).

Si la tension d’entrée du limiteur excède les limites de tension alors que la sortie n’est pas chargée, la sortie est limitée à la tension de limitation (VDD-VTH(N) ou VEE-VTH(P)). Par contre si une charge est connectée sur la sortie, la tension est directement dépendante de la tension d’entrée, de la charge et de la température. Par exemple pour des tensions VDD=15V, VEE=-15V, une résistance de charge de RL=1kΩ sur la sortie, la tension de sortie sera de V0=12.9V. En effet il faut tenir compte de la chute de tension résistive aux bornes du limiteur. La Figure 4-4 illustre le cas d’un limiteur soumis à une surtension positive sur l’entrée et aucune charge sur la sortie.

Figure 4-4 : Limitation pour une tension d’entrée positive

Le premier transistor NMOS se trouve en saturation (source de courant), sa tension VGS est égale ou légèrement supérieure à la tension de seuil VTH(N) en fonction du courant circulant dans le canal. La tension VDS est positive. Les autres transistors sont tous en mode non saturé (zone résistive).

Figure 4-5 : Détail sur le premier NMOS lors d’une limitation positive

Lors de l’apparition d’une surtension négative d’entrée, le transistor NMOS d’entrée se trouve en mode non saturé (zone résistive). Le transistor PMOS inférieur entre en saturation (source de courant) car la tension de Drain excède VEE-VTH(P). Le transistor NMOS de sortie est également en mode non saturé

Figure 4-6 : Limitation pour une tension d’entrée négative

Le limiteur de tension fonctionne également lorsque les tensions d’alimentation ne sont pas actives (VDD=VDD=0V). Tous les transistors sont ouverts et le courant dans le canal est limité à quelques μA.

Sur ce point ce type de protection est nettement plus avantageux que les protections à l’aide de diodes Schottky.

Figure 4-7 : Limitation lorsque les alimentations ne sont pas actives

4.3 A

4.3.1 Les suiveurs de tension 4.3.1.1 Moyen classique

La Figure 4-8 illustre un moyen simple et souvent utilisé consistant à placer des diodes Schottky entre la ligne analogique et les tensions d’alimentation. La résistance R permet de limiter le courant lorsque la tension d’entrée est hors de la plage d’alimentation. Les transitoires de tensions dépendent essentiellement de la puissance admissible que peut dissiper les composants de protection. En continu il faut aussi s’assurer que la consommation sur les lignes d’alimentations soit supérieure au courant provenant de l’entrée.

Au vu de ce qui a été mentionné dans les paragraphes précédents, il faut prendre des précautions concernant les courants de fuites de diodes. De plus les diodes on des capacités parasites qui peuvent réduire la bande passante du suiveur pour des applications large bande.

Figure 4-8 : Protection classique pour un suiveur de tension

4.3.1.2 Minimisation des courants de fuite

Le montage de la Figure 4-9 offre une alternative à la protection classique vue au dessus dans le cas ou l’amplificateur opérationnel à des entrées à très faibles courants de polarisation ainsi qu’un offset très bas. Le montage est un suiveur dans le cas d’une utilisation normale. Les tensions aux bornes des diodes D1A et D1B de protection contre les décharges électrostatiques sont quasi nulles et par conséquent les courants inverses n’affectent pas le signal d’entrée. En cas de surtension impulsionnelle, le courant résultant transite, selon la polarité de la tension, soit par D1A et D2B ou D1B

et D2A dans les alimentations VDD, respectivement VEE. Le condensateur C1 permet de limiter les gradients de tension. Ce condensateur sert également à compenser les capacités parasites des diodes D1A et D1B. La résistance R1 permet d’éviter une charge capacitive directement sur la sortie de l’amplificateur opérationnel et du même coup supprime les risques d’oscillation. Lors d’une surtension, la tension d’entrée est limitée à deux tensions de conduction de diode. Les résistances R permettent de limiter les courants dans les entrées à des valeurs compatibles avec les exigences du fabricant (en principe inférieur à 5mA). Dans le but de limiter les courants de fuites sur l’entrée, il peut être judicieux d’ajouter un anneau de garde dont le potentiel est le plus proche de celui des entrées.

Figure 4-9 : Suiveur de tension avec protection

4.3.1.3 Protection pour des montages à transimpédance

Le circuit de la Figure 4-10 est un convertisseur courant – tension (I/V). L’amplificateur opérationnel utilisé à des entrées FET. Les courants de polarisation sont de quelques pA. La source de courant IS

est alimentée par une tension VS de 100V. On voit immédiatement qu’il y a un risque potentiel d’avoir une surtension sur l’entrée (-) de l’amplificateur opérationnel. Dans un tel cas, le courant de polarisation de l’entrée (-) dépassera sans aucun doute la valeur maximum admissible. Pour éviter ce problème, une résistance de limitation RLIM a été ajoutée. De plus deux diodes D1 et D2 antiparallèle permettent de limiter la tension sur l’entrée (-) de l’amplificateur opérationnel. En mode normal (par exemple pour un courant IS=10μA), l’entrée inverseur de l’amplificateur opérationnel se trouve à un potentiel très proche de l’entrée non-inverseur. Les diodes D1 et D2 doivent avoir des courants inverses très faibles (du même ordre de grandeur que le courant de polarisation de l’entrée (-)). La chute de tension aux bornes de la résistance RLIM est par conséquent très fiable. La valeur de RLIM est fixée de manière à ce que le courant ne dépasse pas 1mA lorsque la tension VS est appliquée à l’entrée du montage (pire condition de faute). Il faut encore noter qu’en principe seule la diode D1 est vraiment nécessaire pour une protection contre les surtensions positives. Le condensateur CF permet de limiter les dépassements de tension sur la sortie lors des phases transitoires (variation brusque de tension sur l’entrée). Ce condensateur doit également avoir un courant de fuite aussi petit que possible.

VDD

VEE

VSS

V0

RLIM

RF

CF (trim) IS

D1 D2

Figure 4-10 : Protection pour un convertisseur I/V

4.3.1.4 Utilisation de limiteur de tension

Le montage de la Figure 4-11 montre le cas d’un suiveur de tension avec limitation du courant de sortie.

Figure 4-11 : Suiveur avec limitation de la tension d’entrée 4.3.2 Les amplificateurs opérationnels

Les amplificateurs d’instrumentation doivent également être protégés sur leur entrée. Les limiteurs de tension sont également un moyen efficace d’effectuer une protection.

Figure 4-12 : Amplificateur d’instrumentation avec limiteur de tension Le gain différentiel de ce montage est donné par la relation suivante :

RG

G=1+2 R _4.1

Par conséquent, la relation liant la sortie de l’amplificateur d’instrumentation à son entrée différentielle et sa tension de décalage VREF prend la forme suivante

(

)

G

V₀ = (+)− (−) + _4.2

En général les amplificateurs d’instrumentation présentent une grande réjection du mode commun (CMRR : commun mode rejection ratio) et un faible bruit. L’utilisation de diodes Schottky et de résistances de limitation va passablement dégrader les performances.

L’utilisation de limiteur de tension peut s’avérer un bon choix. Dans la pratique certains de ces amplificateurs d’instrumentation ont une limitation de tension intégrée.

4.3.3 Montage différentiel à une seule tension d’alimentation

Beaucoup d’étages d’entrées à une seule tension d’alimentation ont une topologie similaire à celle présentée à la Figure 4-13. Les tensions de mode commun Vin(+) et Vin(-) ont des plages de tension allant de 0V à VDD.

Figure 4-13 : Protection d’une entrée différentielle par diodes Schottky Le gain de ce montage est donné par la relation suivante :

RG

R R

G R ²

1

2 2

1+ +

= _4.3

Par conséquent, la relation liant la sortie de l’amplificateur d’instrumentation à son entrée différentielle et sa tension de décalage VREF prend la même forme que celle de l’amplificateur d’instrumentation

(

)

G

V₀ = (+)− (−) + _4.4

4.4 P

Certains groupes d’amplificateurs opérationnels présentent des zones anormales de tension de mode commun dans la plage des tensions d’alimentation. En tant que telles, les protections pour ces dispositifs ne peut pas être garantie en s'assurant simplement que les entrées restent à l’intérieur de la plage d’alimentation [VEE … VDD]. Le phénomène le plus souvent rencontré est une inversion de la tension lorsque la saturation est atteinte. On parle alors d’inversion de phase. Cette inversion de phase peut avoir lieu alors que les entrées sont encore à l’intérieur de la plage [VEE … VDD]. Ce défaut arrive plus souvent avec les tensions négatives lorsque qu’une tension de mode commun à déterminer a été atteinte. Ce sont surtout les amplificateurs JFET et BiFET qui présentent ce comportement. La Figure 4-14 illustre le cas d’une inversion de phase pour des tensions négatives sur l’entrée (+) d’un montage suiveur. On peut observer que pour les tensions positives, seule une saturation de la sortie apparaît. On constate aussi que ce phénomène est réversible. Le risque d’une inversion de phase n’a pas lieu lorsque le composant est utilisé à l’intérieur d’une chaîne de conditionnement pour autant que tous les composants soient alimentés avec les mêmes tensions.

C’est donc principalement lorsque ces amplificateurs opérationnels sont utilisés dans l’étage d’entrée qu’il faut prendre des précautions. L’apparition d’une inversion de phase peut avoir des conséquences catastrophiques dans des boucles d’asservissement.

4.4.2 Choix des composants de protection

L’inversion de phase n’étant pas toujours décrite dans les spécifications (data sheet), il est d’usage de vérifier ce point par un test spécifique. En effet il suffit de réaliser un montage en suiveur avec une résistance de limitation RLIM comprise dans la plage de 1kΩ à 100kΩ. En partant de la valeur la plus faible de RLIM, il suffit d’observer la sortie. En cas d’inversion de phase, le phénomène apparaît pour des tensions d’entrée dont le niveau augmente avec l’accroissement de la résistance de limitation RLIM. Lorsqu’il n’y a plus d’inversion de phase, la tension de sortie est simplement limitée (saturation) à une valeur dépendant de la tension de saturation de l’amplificateur lorsque l’entrée sort de la plage de fonctionnement.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2

x 10^-3 -6

-4 -2 0 2 4 6

t [s]

Amplitude [V]

Inversion de phase

V(+) VDD

VEE

V0

Figure 4-14 : Inversion de phase lors d’une tension de mode commun trop élevée

4.5 E

Dans cette section, l’étage d’entrée est décrit sous la forme d’une structure de base. Bien entendu d’autres montages sont possibles. La protection contre les surtensions sur l’entrée mode commun n’a volontairement pas été représentée. Une résistance d’entrée Rin permet de faire une adaptation d’impédance en fonction de la source du signal et de l’impédance caractéristique du câble. Le ou les niveaux des tensions d’alimentation doivent être fixés de manière à ce que, pour une plage normale de la tension d’entrée, la ou les sorties de l’amplificateur opérationnel n’atteignent pas la saturation.

4.5.2 Alimentation bipolaire symétrique (dual supply)

Dans le cas d’une alimentation symétrique, la structure de l’étage d’entrée est très simple à réaliser.

Le gain est défini par les résistances de contre réaction R1 et R2.

in 1 2

0 V

R 1 R

V ⎟⎟⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

Figure 4-15 : Entrée mode commun, sortie mode en commun

Il est également possible de réaliser un montage ou l’entrée est en mode commun et la sortie en différentielle.

Vin [VMIN … VMAX]

R1

R2

0V Rin

VDD

R2

R2

VDD

R1

R1

R0

in 1 2

0 V

R ) R ( V + =

VEE

VEE

in 1 2

0 V

R ) R ( V − =−

in 1 2

0 V

R 2R V =

Figure 4-16 : Entrée mode commun, sortie balancée

4.5.3 Alimentation unipolaire (single supply)

Lorsque l’étage d’entrée est alimenté par une seule source de tension, la plage de la tension d’entrée liée au gain du montage et à la tension de décalage (tension de référence) devient un élément primordial. Les valeurs de R1, R2 et VREF, doivent être fixées de manière à ce que la sortie de l’amplificateur opérationnel ne sature pas sur la plage de variation de la tension d’entrée

in 1 2 REF 1 2

0 V

R V R R 1 R

V ⎟⎟⎠ −

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

Figure 4-17 : Entrée mode commun, sortie mode commun décalé

La Figure 4-18 illustre le cas d’un montage avec entrée mode commun et sortie différentielle.

Vin [VMIN … VMAX]

R1

R2

0V Rin

VREF

VREF

VDD

R2

R2

VDD

R1

R1

R1 R2

in 1 2 REF

0 V

R V R ) (

V + = +

in 1 2 REF

0 V

R V R V(−)= − 0V

0V

in 1 2

0 V

R 2R V =

Figure 4-18 : Entrée mode commun, sortie balancée décalée

4.6 E

4.6.1 Alimentation bipolaire symétrique (dual supply)

Dans cette section, l’étage d’entrée est décrit sous la forme d’une structure de base. Bien entendu d’autres montages sont possibles. La protection contre les surtensions sur l’entrée mode commun n’a volontairement pas été représentée. Une résistance d’entrée Rin permet de faire une adaptation d’impédance en fonction de la source du signal et de l’impédance caractéristique du câble. Le ou les niveaux des tensions d’alimentation doivent être fixés de manière à ce que, pour une plage normale de les tensions d’entrée (différentielle et mode commun), la ou les sorties de l’amplificateur opérationnel n’atteignent pas la saturation.

)) ( V ) ( R (V

V R _{in in}

1 2

0= + − −

Figure 4-19 : Entrée différentielle, sortie mode commun Le montage de la Figure 4-20 est un exemple de montage dit « fully differential ».

Vin [-VMAX+VMIN … VMAX-VMIN] Vin(+) [VMIN … VMAX]

VDD

VEE

VDD

VEE

Vin(-) [VMIN … VMAX]

R

R

RG (V( ) Vin( ))

R 1 2R

V _in

G

0 ⎟⎟ + − −

⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

)) ( V ) ( R (V ) R ( V ) (

V _{in in}

G in

0 + = + + + − −

)) ( V ) ( R (V ) R ( V ) (

V _{in in}

G in

0 − = − − + − −

Figure 4-20 : Entrée différentielle, sortie en balancée 4.6.2 Alimentation unipolaire (single supply)

Lorsque l’étage d’entrée est alimenté par une seule source de tension, la plage de la tension différentielle et le mode commun de chaque entrée doivent rester la les plages normales d’utilisation.

Le grain du montage et la tension de décalage (tension de référence) deviennent des éléments primordiaux. Les valeurs de R1, R2 et VREF, doivent être fixées de manière à ce que la ou les sorties de l’amplificateur opérationnel ne saturent pas sur la plage de variation des tensions d’entrée.

)) ( V ) ( R (V V R

V _{in in}

1 2 REF

0= + + − −

Figure 4-21 : Entrée différentielle, sortie mode commun décalée

Ce dernier montage, « fully differential », « single supply » est sans doute le plus contraignant.

Vin [-VMAX+VMIN … VMAX-VMIN] Vin(+) [VMIN … VMAX]

R1

R2

Rin

VDD

R2

R1

)) ( V ) ( R (V V R

V _{in in}

1 2 REF

0(+)= + + − −

Vin(-) [VMIN … VMAX]

VREF

R2

VDD

R1

)) ( V ) ( R (V V R

V _{in in}

1 2 REF

0(−)= − + − −

R2

R1

VREF

)) ( V ) ( R (V 2R

V in in

1 2

0= + − −

0V 0V

Figure 4-22 : Entrée différentielle, sortie balancée décalée