signaux
6.1 Introduction
Lecomparateur est un amplicateur opérationnel à très haut gain et extrêmement
rapidecar iln'a pas de compensationen fréquence. Il n'est en eet pas prévu pour
travailler dans un circuit à réaction négative, mais uniquement en boucle ouverte,
ou dans un circuit à réaction positive. Il est donc conçu et utilisé pour basculer
rapidement d'un niveau de saturation vers l'autre.
L'utilisationd'unAOen tantquecomparateursevoitimmédiatementen observant
que la réactionse fait sur la borne non inverseuse. La sortie n'a alors que deux
étatspossibles,
V H (niveauhaut)etV L (niveaubas)etleursvaleursabsoluesne sont
pas nécessairement opposées. Ces deux niveaux peuvent en particulier être choisis
pour être compatibles avec l'entrée d'une famille de circuits logiques. Idéalement,
ils sont indépendants des tensions d'alimentation de l'AO. L'application la plus
courantedu comparateurest la détection de niveau.
6.2 Comparateurs à hystérèse
6.2.1 Comparateurs à seuils symétriques
Pour réaliser des comparateurs à seuils symétriques, on utilise un AO alimentésy-
métriquement avec l'une de ses deux bornes d'entrée mise àla masse.
Comparateur non inverseur symétrique
Danscecas(gure6.1),lesignald'entrée
u 1 (t)
estbranchésurl'entréenoninverseusevia la résistance
R 1. La commutation d'un état saturé à l'autre se fait lorsque la tensiondiérentielle de l'AOpasse par 0, autrement dit, lorsque
U + = U −
En appliquant lethéorème de superposition, la condition de commutation s'écrit
U + = u 1
R 2
R 1 + R 2
+ u 2
R 1
R 1 + R 2
= U − = 0
R 1 R 2
u 1 (t)
u 2 (t)
U2
U1 +Vsat
- Vsat VT1 VT2
VT0
Fig.6.1: Comparateur non inverseur
d'où,au moment de la commutation,
u 1 = −u 2
R 1
R 2
Considérant que la tension
u 1 (t)
appliquée au comparateur est variable et que la tensiondesortieu 2 (t)
de l'AOne peut peut prendre quedeux états±V sat,lesseuils
de commutationcommandéspar latension d'entrée
u 1 (t)
valentu 1 (t) =
V T 1
V T 2
= ±V sat R 1
R 2
(6.1)
Lecycle d'hystérèse est alors centré autour de l'origine
V T 0 = 0
et salargeur vaut∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = 2 V sat
R 1
R 2
(6.2)
Comparateur inverseur symétrique
Dansce cas (gure6.2), lesignal d'entrée
u 1 (t)
est branché sur l'entrée inverseuse.La commutation d'un état saturé à l'autre se fait lorsque la tension
U + égale la
tension
U − avec
U + = u 2
R 1
R 1 + R 2
= U − = u 1
d'où,au moment de la commutation,
u 1 = u 2
R 1
R 1 + R 2
Considérant que la tension
u 1 (t)
appliquée au comparateur est variable et que la tensiondesortieu 2 (t)
de l'AOne peut peut prendre quedeux états±V sat,lesseuils
de commutationcommandéspar latension d'entrée
u 1 (t)
s'écriventu 1 (t) =
V T 1
V T 2
= ±V sat
R 1
R 1 + R 2
(6.3)
R 1 R 2
u 1 (t) u 2 (t)
U2
U1 +Vsat
- Vsat VT1
VT2
VT0
Fig. 6.2: Comparateur inverseur
Lecycle d'hystérèse est alors centré autour de l'origine
V T 0 = 0
et salargeur vaut∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = 2 V sat R 1
R 1 + R 2
(6.4)
Exemple Considérant un comparateur non inverseur réaliséavec
R 1 = 10 kΩ R 2 = {60 kΩ, 20 kΩ, 10 kΩ} V sat = ±12 V
1. calculez les tensions de seuil et dessinez le cycle d'hystérèse pour les trois
valeurs de
R 2;
2. dessinez lessignaux
u 1 (t) = 10 V sin(2πf 0 t)
etu 2 (t)
lorsquef 0 = 50 Hz
.Solution :
.
6.2.2 Comparateurs à seuils variables
Pratiquement, il est fréquent de devoir situer le centre du cycle ailleurs qu'en 0
commenous venons de le voir.Pour ce faire, onutilise une tension supplémentaire
V ref; les calculs qui s'en suivent sont similaires à ceux que nous avons eectués ci-
dessus.Cependant,pour une plus grandegénéralité,onconsidéreradans ce quisuit
que les tensions de saturation de l'AO ne sont pas nécessairement symétriques et
qu'elles valent
V sat =
V H
V L
(6.5)Comparateur non inverseur
Dans ce cas, le signal d'entrée
u 1 (t)
est branché sur l'entrée non inverseuse via larésistance
R 1 et latension V ref est reliée directement à laborne inverseuse.
R 1 R 2
u 1 (t)
u 2 (t)
U2
U1 VH
VL VT1 VT2
VT0
V ref
Fig. 6.3: Comparateurnon inverseurà seuils variables
La commutation d'un état saturé à l'autre se fait lorsque
U + = U −. Enappliquant
lethéorème de superposition, lacondition de commutation s'écrit
U + = u 1
R 2
R 1 + R 2
+ u 2
R 1
R 1 + R 2
= U − = V ref
d'où,au moment de la commutation,
u 1 = V ref
R 1 + R 2
R 2
− u 2
R 1
R 2
Lesseuils de commutationcommandés par la tensiond'entrée
u 1 (t)
s'écrivent doncu 1 (t) =
V T 1
V T 2
= V ref
R 1 + R 2
R 2
−
V L
V H
R 1
R 2
(6.6)
Lecentre du cycle d'hystérèse se trouve cette fois ci en
V T 0 = V T 1 + V T 2
2
(6.7)etsa largeurvaut
∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = (V H − V L ) R 1
R 2
(6.8)
Dansle cas particulier d'une tension de sortie symétrique, on a
V H = +V sat V L = −V sat
Lecentre du cycle d'hystérèse se situe alors en
V T 0 = V ref
R 1 + R 2
R 2
(6.9)
etsa largeurvaut
∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = 2 V sat
R 1
R 2
(6.10)
Comparateur inverseur
Dansce cas, le signald'entrée
u 1 (t)
est branché sur l'entrée inverseuse etla tensionV ref est reliée à laborne non inverseuse via larésistance R 1.
R 1 R 2
u 1 (t) u 2 (t)
U2
U1 VH
VL VT1
VT2 V ref VT0
Fig. 6.4: Comparateur inverseur à seuils variables
Lacommutationd'unétat saturéàl'autresefait lorsquelestensions
U + etU − sont
égales. En appliquant le théorème de superposition, la condition de commutation
s'écrit
U + = V ref
R 2
R 1 + R 2
+ u 2
R 1
R 1 + R 2
= U − = u 1
d'où,au moment de la commutation,
u 1 = V ref
R 2
R 1 + R 2
+ u 2
R 1
R 1 + R 2
Considérant que la tension
u 1 (t)
appliquée au comparateur est variable et que la tensionde sortie de l'AOu 2 (t)
ne peut peut prendre quedeux valeursV H et V L, les
seuils de commutationcommandéspar latension d'entrée
u 1 (t)
s'écriventu 1 (t) =
V T 1
V T 2
= V ref
R 2
R 1 + R 2
+
V H
V L
R 1
R 1 + R 2
(6.11)
Lecentre du cycle d'hystérèse se trouve cette fois ci en
V T 0 = V T 1 + V T 2
2
(6.12)etsa largeurvaut
∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = (V H − V L ) R 1
R 1 + R 2
(6.13)
Dansle cas particulier d'une tension de sortie symétrique, on a
V H = +V sat V L = −V sat
Lecentre du cycle d'hystérèse se situe alors en
V T 0 = V ref
R 2
R 1 + R 2
(6.14)
etsa largeurvaut
∆V T ≡ V T 1 − V T 2 = 2 V sat
R 1
R 1 + R 2
(6.15)
6.3 Exemples
6.3.1 Comparateur à collecteur ouvert
Un comparateur (unipolaire) à collecteur ouvert permet de commuter une charge
alimentée par une tension DC diérente de celle du comparateur.
Pourl'exemplequisuit,onconsidèrelecomparateurinverseurdelagure6.5réalisé
avec un circuitLM139 à collecteur ouvert et
V CC = +5 V R 1 = 10 kΩ R 2 = 10 kΩ V DC = +12 V R 5 = 1 kΩ
1. calculezlestensions de seuil et lesniveaux
V L etV H de latension de sortie;
2. dessinezlacaractéristiquedetransfert
U 2 (U 1 )
etlessignauxu 1 (t) = A sin(2πf 0 t)
et
u 2 (t)
lorsqueA = 15 V
etf 0 = 50 Hz
;3. calculezlerapport cyclique du signal de sortie.
Solution :
1. Avant de se lancer dans le calcul des seuils de commutation,il est important
de relever que la sortie à collecteur ouvert est réalisée avec un transistor qui
est bloquéou saturé suivantle niveau de latension d'entrée.
u 2 (t) u 1 (t)
R 1 R 2
R 5 V CC
V DC V CC
Fig. 6.5: Comparateurà collecteur ouvert
−15 0 −10 −5 0 5 10 15
2 4 6 8 10 12
Signaux d’un comparateur inverseur
U in [V]
U out [V]
0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
−15
−10
−5 0 5 10 15
t [ms]}
u in (t), u out (t)
Fig. 6.6: Caractéristique de transfert etsignaux temporels
a) Dans lecas où letransistor est saturé, lasortie du comparateurest mise
à la masse. La tension de sortie
u 2 est alors nulle et la tension U + ne
dépend que de
V CC. On a doncau moment de lacommutation
U + = V CC
R 2
R 1 + R 2
= U − = u 1
On en déduit
V L = u 2 = 0 V T 2 = U + = V CC
R 2
R 1 + R 2
= 5V 10
10 + 10 = 2.5 V
b) Dans le cas où le transistor est bloqué, la sortie du comparateur est
ouverte etla tension
U + dépend de V CC etV DC. Au moment de la com-
V DC. Au moment de la com-
mutation, ona donc
U + = V CC
R 2 + R 5
R 1 + R 2 + R 5
+ V DC
R 1
R 1 + R 2 + R 5
= U − = u 1
On en déduit
V T 1 = U + = V CC
R 2 + R 5
R 1 + R 2 + R 5
+ V DC
R 1
R 1 + R 2 + R 5
= 5 10 + 1
10 + 10 + 1 + 12 10
10 + 10 + 1 = 8.33 V V H = u 2 = V CC R 5
R 1 + R 2 + R 5
+ V DC R 1 + R 2
R 1 + R 2 + R 5
= 5 1
10 + 10 + 1 + 12 10 + 10
10 + 10 + 1 = 11.67 V
2. Lacaractéristique de transfert etles signaux temporels sont représentés dans
lagure 6.6.
3. Lerapportcyclique est dénipar
η = t H
T 0
avec, dans notre cas,
t H = t 1 + T 0
2 + t 2 T 0 = 20 ms t 1 = T 0
2π arcsin
V T 2
A
= 20 ms
2π arcsin
2.5 V 15 V
= 0.53 ms t 2 = T 0
2π arcsin
V T 1
A
= 20 ms
2π arcsin
8.33 V 15 V
= 1.87 ms
d'où
t H = t 1 + T 0
2 + t 2 ' 12.4 ms η = t H
T 0
' 12.4 ms
20 ms = 62 %
6.3.2 Réglage de température à l'aide d'un comparateur
Onconsidère iciune enceintethermiquedontonaimeraitréglerlatempératureaux
environs de 75
0
C. Pour ce faire,onutilise un capteur de température dont lasortie
analogiquevarie entre 0 et 5 [V] lorsque la température de l'enceinte varie entre 0
et100
0
C.
1. Sachant que la puissance thermique est fournie par un corps de chaue élec-
triquequel'oncommandeàl'aided'unrelais,proposezunschémapermettant
de maintenir latempératureà plus oumoins 5 degrés de la températuresou-
haitée.
2. Sachant qu'en l'absence de réglage, la température de l'enceinte passe de la
température ambiante 20
0
C au 95% de sa valeur maximum de 100
0
C en 15
minutesenviron :
a) calculezla constantede temps de l'enceinte;
b) esquissez l'évolution de températureaucours du temps;
c) calculezlesdurées d'enclenchement etde déclenchement de lapuissance.
Solution :
6.4 Bascules ou circuits astables
Ces circuitssont simplementdes comparateursinverseurs symétriques qui génèrent
eux-mêmes lesignal d'entrée
u 1 (t)
en chargeantune capacitéC
.6.4.1 Bascule à cycle symétrique
R 1 R 2
u C (t) u 2 (t)
R C
Fig. 6.7: Bascule àcycle symétrique
Commetoujours, lacommutationa lieulorsque
U + = U − avec dans lecas présent
U + = ±V sat
R 1
R 1 + R 2
U − = u C (t) ≡ u 1 (t)
Ce qui donneles niveaux de commutationsuivants
V T 1 , 2 = ±V sat
R 1
R 1 + R 2
(6.16)
Comme le condensateur
C
va se charger à la tension de sortie du comparateur au travers de la résistanceR
, onobtientle graphereprésenté àla gure 6.8.Onsesouvientquel'évolutiondelatensionauxbornesd'uncondensateurestdécrite
par
u(t) = u ∞ − (u ∞ − u 0 ) ·
exp− t τ
(6.17)
etque letemps nécessaire pour atteindre latension
u(t)
vautt = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t)
!
τ = RC
(6.18)0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5
−15
−10
−5 0 5 10 15
Signaux d’un comparateur symétrique
u C (t), u 2 (t)
t [ms]
Fig. 6.8: Évolution de latension
u C (t)
Utilisantcetteexpression, onpeut calculerla duréede la charge
t H avec lesvaleurs
particulièressuivantes
u ∞ = +V sat
u 0 = V T 2 = −V sat
R 1
R 1 + R 2
u(t H ) = V T 1 = +V sat
R 1
R 1 + R 2
En plaçant l'origine du temps
t = 0
à l'instant de la transition positive, on a eneet:
t H = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t H )
!
= RC ln
+V sat − −V sat R 1 R 1 + R 2
+V sat − +V sat R 1 R 1 + R 2
= RC ln
R 1 + R 2 + R 1
R 1 + R 2 − R 1
D'où
t H = RC ln
2 R 1 + R 2
R 2
(6.19)
Les niveaux de commutation étant symétriques, les temps de charge
t H et de dé-
charge
t L sont lesmêmes etl'on a
T = t H + t L = 2 t H = 2RC ln
2R 1 + R 2
R 2
(6.20)
Danslecas fréquentoùl'on choisit
R 1 = R 2 = R
, lapériode d'oscillationvaut alorsT = 2 ln(3) RC ' 2.2 RC
(6.21)6.4.2 Bascule à cycle non symétrique
La gure 6.9 présente le schéma d'une bascule non symétrique réalisée avec des
diodes an d'obtenir des temps diérentsde charge etdécharge.
C R B R A
R 2 R 1
u 2 (t) u 1 (t)
Fig. 6.9: Bascule àcycle non symétrique
Dans un but de simplication, on considérera ici des valeurs égales pour les résis-
tances
R 1 etR 2 qui xent lesseuils de commutation. On obtient alors
U + = ±V sat R 1
R 1 + R 2
= ± 1
2 V sat U − = u C (t) ≡ u 1 (t)
D'où
V T 1 , 2 = ± 1 2 V sat
Commelesdiodespossèdentunetensiondeseuil
V j,lecondensateurC
vasecharger
vers la tension de sortie
+V sat − V j au travers de la résistance R A et se décharger
vers la tension
−V sat + V j au travers de la résistance R B. L'évolution de la tension
auxbornesde lacapacité est illustréepar legraphe de la gure6.10.
0 1 2 3 4 5 6 7 8
−15
−10
−5 0 5 10 15
Signaux d’un comparateur asymétrique
u C (t), u 2 (t)
t [ms]
Fig. 6.10: Évolution de la tension
u C (t)
Se souvenantque le tempsde charge d'un condensateur est décritpar
t = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t)
!
τ = RC
etconsidérantque letempsde charge
t H est caractérisépar lesvaleurs particulières suivantes
τ 1 = R A C u ∞ = +V sat − V j
u 0 = V T 2 = − 1 2 V sat
u(t H ) = V T 1 = + 1 2 V sat
onpeutcalculerladuréede lachargeen plaçantl'originedu temps
t = 0
àl'instantde latransition positive
t H = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t H )
!
= R A C ln
(+V sat − V j ) − − 1 2 V sat
(+V sat − V j ) − + 1 2 V sat
= R A C ln
3
2 V sat − V j
1
2 V sat − V j
!
d'où
t H = R A C ln 3 V sat − 2 V j V sat − 2 V j
!
(6.22)
Lecalcul de la durée de décharge
t L se fait avec lesvaleurs particulièressuivantes
τ 2 = R B C u ∞ = −V sat + V j u 0 = V T 1 = + 1
2 V sat
u(t L ) = V T 2 = − 1 2 V sat
Enplaçant l'originedu temps
t = 0
àl'instantde la transitionnégative, celadonnet L = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t L )
!
= R B C ln
(−V sat + V j ) − + 1 2 V sat
(−V sat + V j ) − − 1 2 V sat
= R B C ln − 3 2 V sat + V j
− 1 2 V sat + V j
!
d'où
t L = R B C ln 3 V sat − 2 V j
V sat − 2 V j
!
(6.23)
Lapériode d'oscillationvaut alors
T = t H + t L = (R A + R B ) C ln 3 V sat − 2 V j
V sat − 2 V j
!
(6.24)
etonconstatequelerapportcycliquedépenduniquementdu diviseurrésistifconsti-
tué par lesrésistances
R A et R B
η ≡ t H
T = R A R A + R B
(6.25)
6.4.3 Bascule unipolaire
La gure 6.11 présente le schéma d'une bascule unipolaire qui possède l'avantage
dene nécessiterqu'une seulealimentation.De plus,lesrésistances
R 1 , 2 , 3 permettent
d'adapterlerapportcyclique àlavaleurdésirée.Pource quisuit, considéronslecas
particulier où les trois résistances sont égales et où les tensions de saturation sont
V H = V CC et V L = 0
.
On saitque lecomparateur commute lorsque
U + = V CC
R 12
R 3 + R 12
+ u 2
R 13
R 13 + R 2
= U − = u 1 (6.26)
R 1 R 2
u 1 (t)
u 2 (t) R 3
V CC
V CC
R C
Fig. 6.11: Bascule unipolaire
avec dans ce cas particulier
R 12 = R 1 R 2
R 1 + R 2
= R
2 , R 13 = R 1 R 3
R 1 + R 3
= R
2 , u 2 =
V CC 0
(6.27)
Lestensions de seuil se situent donc en
u 1 = V T 1 , 2 =
V CC +
V CC
0
R/2
R/2 + R = 1 3
2V CC
V CC
=
2 3 V CC 1 3 V CC
V T 1 , 2 =
2 3 V CC
1 3 V CC
(6.28)La capacité
C
va se charger avec la constante de tempsτ = RC
entre les tensions1
3 V CC
et2 3 V CC
. Les tempsde charget H et de décharge t L vaudrontalors
t H = τ ln u ∞ − u 0
t H = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t H )
!
= RC ln V CC − 1 3 V CC V CC − 2 3 V CC
!
= RC ln 2
t L = τ ln u ∞ − u 0
u ∞ − u(t L )
!
= RC ln 0 − 2 3 V CC
0 − 1 3 V CC
!
= RC ln 2
On voit ainsi que, lorsque les résistances
R 1 , 2 , 3 sont égales, le rapport cyclique est
de 50% car on a
t H = t L = RC ln 2
(6.29)Lapériode d'oscillationde labascule vaut alors
T = t H + t L = 2RC ln 2 ' 1.4 RC
(6.30)6.5 Générateurs de signaux
Lesgénérateursdesignauxsontbaséssurleprincipedesbascules.Laseulediérence
consisteàremplacerlecircuitRCparunintégrateurand'obtenirunsignaltriangu-
laireplutôt qu'une suite d'arcsd'exponentielles. Comme l'intégrateurest inverseur,
onutiliseradans ce cas un comparateurnon inverseur.
6.5.1 Signaux carrés et triangulaires
u 3 (t) u 2 (t)
R
C
u 1 (t) = u 3 (t)
R 1
R 2
Fig. 6.12: Générateur de signaux carrés ettriangulaires
On admetici que lesignal de sortie du comparateurest symétrique et qu'ilvaut
u 3 (t) = ±V sat (6.31)
Considérant quele signal
u 1 (t)
appliquéà l'intégrateur est la tensionfournie par le comparateur,onvoitque la sortiede l'intégrateur vaudrau 2 (t) = −
1 RC
Z t 0
u 1 (t) dt + u C 0
= ∓ V sat
RC t + u 2 (0)
(6.32)u 2 (t) u 1 (t) = u 3 (t)
VT1
VT2 +Vsat
- Vsat
t
Fig. 6.13: Évolution des tensions
Ce signal est donc constitué de segmentsde droite dont la pentevaut
p 1 = ± V sat
RC
(6.33)Commelesignaldesortiedel'intégrateurestappliquéaucomparateurnoninverseur,
celui-cibasculera chaque foisque
u 2 (t)
atteintun des deux seuils de commutationV T 1 , 2 = ±V sat
R 1
R 2
(6.34)
Le temps nécessaire pour aller d'un seuil à l'autre est égal à la demi-période du
signal.On voit ainsi quela pente du trianglevaut
p 2 = ± V T 1 − V T 2
T /2 = ± 2 V sat R 1 R 2
T /2 = ± 4 V sat
T R 1
R 2
(6.35)
Enégalantla pentegénérée
p 1 àla pentep 2 du triangle,
p 1 = V sat
RC = p 2 = 4 V sat
T R 1
R 2
onvoitque lapériode des signaux carrés ettriangulaires vaut
T = 4 RC R 1
R 2
(6.36)
Lesamplitudes de ces 2signaux valent
A car = V sat A tri = V sat
R 1
R 2
(6.37)
6.5.2 Oscillateur à fréquence variable (VCO)
Le principe d'un VCO (Voltage Controled Oscillator) est le même que celui d'un
générateur de signaux carrés et triangulaires sauf que, dans ce cas, l'amplitude du
signal d'entrée de l'intégrateur doit être modiée en fonction de la fréquence sou-
haitée.De plus, sa polarité doit être changée aubon moment.
Pour réalisercesopérations,onutilisedeux AOpermettantd'avoiràdispositionles
tensions
+u 1 (t)
et−u 1 (t)
ainsiquedeuxtransistors(saturésoubloqués)commandés par lecomparateur pour choisir la polarité du signal d'entrée (gure6.14.a).Commeonl'avuplus haut,lecomparateurgénèrelesignalcarré d'amplitude
±V sat
etl'intégrateur fournit le signaltriangulaire d'amplitude
V T 1 , 2 = ±V sat
R 1
R 2
(6.38)
Par contre, la pente du signal triangulaire dépend de la tension d'entrée
u 1 (t)
ap-pliquée à l'intégrateur. En eet, pour une valeur constante de
u 1 (t) = −U 1, on
a
u 3 (t) = −
1 RC
Z t
0 u 1 (t) dt + u C 0
= U 1
RC t + u 3 (0)
(6.39)dont la pentevaut
p 1 = U 1
RC
(6.40)Enégalantcette pente
p 1 àla pentep 2 générée par lecircuit
p 2 = V T 1 − V T 2
T /2 = 2 V sat R 1
R 2
T /2 = 4 V sat
T R 1
R 2
(6.41)
onvoitque lapériode des signaux carrés ettriangulaires vaut cette fois-ci
T = 4 RC R 1
R 2
V sat
U 1
etque lafréquence
f = 1/T
dépend linéairementde latension d'entréeu 1 (t) f(u 1 ) ≡ 1
T = 1 4 RC
R 2
R 1
1 V sat
u 1 (6.42)
Uneillustrationdelacommandede lafréquence parun signalsinusoïdalest donnée
dans lagure 6.14.b.On peut y relever lesfréquences minimum etmaximum
f min = 1 T max
= 1
0.365 ms = 2.74 [kHz] f max = 1
T min = 1
0.126 ms = 7.94 [kHz]
On voit donc que pour une variation de la tensiond'entrée
∆U = U max − U min = 6 V − 2 V = 4 [V ]
R 1 R 2
u 3 (t) u 4 (t) = ±V sat
R C
u 1 (t)
R 3 R 3
R 4
u 2 (t) = ±u 1 (t) +u 1 (t)
- u 1 (t)
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
2 4 6
u 1 (t)
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
−5 0 5
u 3 (t)
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
−10
−5 0 5 10
u 4 (t)
temps [ms]
Fig.6.14: a) Schéma d'un oscillateur àfréquence variable(VCO)
b) Signaux d'unVCO commandé par une tensionsinusoïdale
lavariation de fréquence vaut
∆f = f max − f min = 7.94 [kHz] − 2.74 [kHz] = 5.2 [kHz]
On en déduit legain du VCO
K V CO ≡ ∆f
∆U ' 1.3
"
kHz V
#
etla fréquence centrale (ou de repos)obtenue lorsque
u 1 (t) = 4 [V ] f 0 = f min + f max
2 = 5.34 [kHz] @ U 1 = 4 [V ]
On notera que le circuit VCO n'est rien d'autre qu'un modulateur de fréquence
permettantde remplacer un signald'amplitudevariable(
u 1 (t)
)par un signald'am-plitude constante mais de fréquence variable (
u 3 (t)
ouu 4 (t)
). L'information ne se trouve plus dans l'amplitude instantanée mais dans la fréquence; c'est le principeutiliséen radio FMpour transmettre les signaux en modulationde fréquence.
6.5.3 Signaux sinusoïdaux
Signaux et caractéristiques de transfert
À ce stade, il est important de réaliser que les circuits étudiés dans ce chapitre
sont des circuits non linéaires. Le fonctionnement de tels circuits ne peut pas être
représenté par une fonction de transfert
H(jω)
comme on le fait pour les circuitslinéaires. On doit donc décrire la relation entrée-sortie par une caractéristique de
transfert
U 2 (U 1 )
qui n'est pas linéaire.Trois exemples de caractéristiques sont présentés dans la gure 6.15. On y trouve
les caractéristiques de transfert d'un amplicateur linéaire, d'un comparateur non
inverseur et d'un conformateurmodiantla formedu signalappliqué en entrée.
U 2 (U 1 )
U 1
U 2 (U 1 )
U 1
U 2 (U 1 )
U 1 V T1
V T2 V H
V L
Fig. 6.15: Troiscaractéristiques de transfert
Amplicateurs Latensiondesortied'unamplicateuridéal(sansdéphasage)est
simplement décritepar larelation
U 2 = A U U 1
etsareprésentationdans leplan
U 2 (U 1 )
donne une simpledroitequi n'apporte riend'autreque legain de l'amplicateur.
Dans le cas d'un amplicateur dont la bande passante est limitée, cette droite se
transforme petit à petit en une ellipse dont la largeur augmente progressivement
avec la fréquence (eet du déphasage).
Comparateur Un comparateur fournit un signal de sortie à deux états dépen-
dants du niveau et de l'histoire du signal d'entrée. Par exemple, dans le cas d'un
comparateurnon inverseur, lecycle d'hystérèse est décrit par
U 2 =
V H si U 1 % > V T 1
V L si U 1 & < V T 2
Conformateur sinusoïdal Un conformateur est un circuit utilisé pour modier
la forme du signal d'entrée selon une loi connue. Il est souvent réalisé à l'aide de
diodes qui permettent d'approcher une fonction non linéaire par des segments de
droite.Danslecas d'unconformateursinusoïdal,laloiquel'on souhaiteréaliserest
lasuivante
U 2 = B sin
π 2
U 1
A
Conformateur à diodes
Enutilisantleszones deconductionetblocagede plusieursdiodes,ilest possiblede
créerdesfonctionsnonlinéaires.Onréaliseainsice quel'onappelleunconformateur
àdiodes. Un exemple de circuit avec sacaractéristique de transfert est donné dans
lagure 6.16.
Selon l'état de conduction des diodes
D 1 , 2 , 3, on parcourt l'un ou l'autre des trois
segments de droite. Dans la réalité, le passage d'un segment à l'autre se fera de
manièreplus douce etl'approximationd'unesinusoïde seratout àfait satisfaisante.
Lesdiodesplacéesdemanièreinversepermettentde parcourirletroisièmequadrant
(
u 1 < 0, u 2 <
0) etobtenir ainsi latotalité de la sinusoïde.L'analyse du circuit montre immédiatement que trois situations doivent être envi-
sagées:
1. Aucune diode ne conduit si
u 1 (t) < V j. Le signal de sortie est alors égal au
signald'entrée et lapente de la caractéristiquevaudra
p 0 = 1
V V
(6.43)
u 1 (t) u 2 (t) R 1
R 2 D 1
D 2
D 3
0
D 1,2,3 bloquées, p 0 = 1
D 1,2,3 conductrices, p 2 = 0
U 2 (U 1 )
U 1 V j
V j 2 V j
V j +V j R 1 R +R 2
2
D 1 conductrice, R 2 R 1 + R 2 p 1 =
Fig. 6.16:Schéma et caractéristiqued'un conformateurà diodes
2. Lesdiodes
D 1 etD 2 conduisent etlesautres sontbloquées.Le signald'entrée
sera alors atténué par lediviseur {
R 1 , R 2}et lapentevaudra
p 1 = R 2
R 1 + R 2
V V
(6.44)
3. Toutes les diodes conduisent et la sortie est limitée à
2 V j. La pente est alors
nulle
p 2 = 0
V V
(6.45)
Calcul des amplitudes
Onsepropose dansce quisuit de calculerl'amplitude
A
du signaltriangulaireainsi quelesrésistancespermettantderéaliseraussibienquepossibleunsignalsinusoïdal.L'approche utilisée consiste à faire en sorte que les pentes des segments de droite
coïncident au mieux avec celles de la sinusoïde. Pour les calculs, on admettra que
lesdiodes ont une tension de seuil de 0.6[V].
L'amplitude du signal sinusoïdal est maximum quand toutes les diodes conduisent
etl'on alors
B = 2 V j ' 1.2 [V ]
(6.46)Considérant que, pour
t
compris entre−T /4
et+T /4
, les tensions d'entrée et desortiesont décrites respectivement par
u 1 (t) = A t
T /4 = 4A
T t ⇒ t = T
4A u 1 (t)
(6.47)u 2 (t) = B sin
2π t T
(6.48)
onen déduit lacaractéristique de transfert qui relie ces deux tensions
u 2 (t) = B sin
2π T t
= B sin
2π T
T 4A u 1 (t)
u 2 (t) = B sin
π 2A u 1 (t)
(6.49)
Endérivant
u 2 par rapportà u 1, onobtientla pente de cette caractéristique
du 2
du 1
= B π 2A cos
π 2A u 1 (t)
= π 2
B A cos
π 2A u 1 (t)
On avu plus haut qu'autourde l'origine, cettepentevaut 1; ona donc
du 2
du 1
u 1 =0
= 1 = π 2
B
A
(6.50)On en déduit quel'amplitude
A
du signal triangulaire doit valoirA = π
2 B = π
2 2V j = π V j ' 1.88 [V ]
(6.51)Danslazonede conductiondes diodes
D 1 etD 2,onchoisitde seplacer en unpoint
particulier,parexempleàmi-cheminde l'amplitudedusignaltriangulaire.Lapente
théoriquevaudra alors
du 2
du 1
u 1 = A/ 2
= B π 2A cos
π 2A
A 2
= π 2
B A cos
π 4
= cos
π 4
= 0.707
(6.52)Commelapentegénéréeparlediviseurrésistifdoitêtreégaleàcettepentethéorique,
onen déduit que
R 2
R 1 + R 2
= 0.707 ⇒ R 2 = 2.414 R 1 (6.53)
Exemple
An d'illustrer ce qui vient d'être dit, considérons un signal original triangulaire
d'amplitude
A 0 = 5 V
et leschéma avec adaptation de l'amplitude du signal trian- gulaire(gure 6.18).Commeonl'avu plus haut,l'amplitudedu signaltriangulaire doitvaloir,àl'entrée
duconformateur,
A = π V j = 1.88 V
.Celapeutsefairesimplementavec undiviseurde tension telque
A = A 0
R 12
R 11 + R 12
⇒ R 11
R 12
= A 0
A − 1 = 5 V
1.88 V − 1 = 1.66
Unebonne approximationde ce rapportest obtenu avec
R 11 = 2 kΩ
etR 12 = 1.2 kΩ
t T/2 0 T/4
π V j = A
2 V j = B
u 1 (t), u 2 (t)
0 U 2
A/2 p 1
= R 1 + R 2 R 2
p 0 = 1
p 2 = 0
U 1 A = π V j 2 V j = B
Fig. 6.17: Passage d'un triangle ausinus
u 1 (t) u 2 (t)
R 11
R 2 D 1
D 2
D 3 R 12
Fig. 6.18: Conformateur avec adaptation d'amplitude
Vu du conformateur à diodes, ces deux résistances mises en parallèle sont équiva-
lentes à larésistance
R 1 = R 11 k R 12 = 2 · 1.2
2 + 1.2 = 0.75 [kΩ]
On en déduit donc
R 2 = 2.414 R 1 = 1.8 [kΩ]
0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4
−5 0 5
u 1 (t) [V]
Signaux d’un conformateur
0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4
−1 0 1
u 2 (t), u sin (t) [V]
0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4
−0.02
−0.01 0 0.01 0.02
u 2 (t) − u sin (t) [V]
temps [ms]
Fig. 6.19: Signaux d'un conformateur àdiodes
Lasimulationdececircuitaconduitauxrésultatsprésentésdanslagure6.19.D'un
point de vue purement visuel, lesignal de sortie ressemblefort à une sinusoïde. Le
calcul de la diérence entre ce signal et une sinusoïde idéale de même amplitude
montre que l'écart est très faible (
< 20 mV
) par rapport à l'amplitude (' 1.2 V
).Onnotera cependantquel'analyse visuellede laqualité d'unsignal est insusante.
Un moyen simple et ecace de chirer la qualité d'une sinusoïde réelle consiste
à mesurer son spectre d'amplitudes (
A 1 , A 2 , A 3 , · · ·
) et d'en calculer le taux dedistorsionharmonique (TDH) dénicomme suit
T DH ≡ X ef f, k> 1
X ef f, k =1
=
v u u
t A 2 2 + A 2 3 + A 2 4 + · · · A 2 1
Celui-cimesurelavaleurecacedesharmoniques
A 2 , A 3 , · · ·
parrapportàlavaleurecace de lafondamentale
A 1.Unesinusoïde parfaitepossède un TDHnul.Avec le
conformateursimple proposé ci-dessus, onpeut espérer atteindre un TDH inférieur
à5% environ.
6.6 Exercices
Comp 1 Considérantle circuit Comp1 avec
u 1 (t) = 6 sin(2π 100 t), V sat = ±12
VR 1 = 20
kΩ, R 2 = 40
kΩ
dessinez lacaractéristiquede transfert du circuit;calculezlittéralementpuis numé-
riquementses niveaux de seuil; dessinez latension de sortie
u 2 (t)
.R 1 R 2
u 1 (t)
R 1
R 1
R 2 R 2
U 0 u 2 (t)
u 1 (t)
u 2 (t)
Comp 1 Comp 2
Fig. 6.20: Exercices Comp1 Comp2
Comp 2 Considérantle circuit Comp2 avec
u 1 (t) = 6 sin(2π 100 t), V sat = ±12
V, U 0 = +2
VR 1 = 10
kΩ, R 2 = 60
kΩ
1. Dessinez lacaractéristique de transfert du circuit.
2. Calculez littéralement puis numériquement ses niveaux de seuil.
3. Dessinez latension de sortie
u 2 (t)
et calculezlerapportcyclique du signal desortie.(Rép :
η = 1/2 −
asin(2/3)/(2π)
)Comp 3 Admettant
V CC = ±12
V= V sat, proposez deux comparateurs à seuils permettant de réaliser les deux caractéristiques de transfert Comp 3 de la gure
6.21.
Comp 4 Admettant
V sat = V CC = ±12
V etR 1 , 2 , 3 = R
, calculez puis dessinez lacaractéristiquede transfertdu circuitComp 4. Rép. :
V T 1 , 2 = (8
V; 0
V)
Comp5 Considérantlabasculeastablede lagure6.22etadmettantdesniveaux
de saturation diérents
V H , V L,
1. calculezlestemps
t H , t L;
2. faitesl'applicationnumériqueavec
R 1 = R 2 et V H = +12 V
, V L = −6
V;
3. calculez
R
etC
pour quela période d'oscillation soitde 1ms.R 3
R 1 R 2
u 1 (t) u 2 (t)
Comp 4 V CC
U 2
U 1 +12
-12
4 6
U 2
U 1 +12
-12
4 6
Comp 3
Fig. 6.21: Exercices Comp3 Comp4
R 1 R 2
u C (t) u 2 (t)
R C
Fig. 6.22: Exercice Comp5
Comp6 Pourmesureretréglerlatempératured'unepièceentre+18
o
Cet+20
o
C,
on utilise une résistance NTC placée sur une branche d'un pont de Wheatstone.
L'amplicateur diérentiel branché sur la diagonale du pont fournit une tension
proportionnelle à la température variant entre 0 V et 5 V pour des températures
comprises entre 10
o
C et 30
o
C.
1. Dessinezleschémaetlacaractéristiqueducapteur;quellesserontlestensions
de seuil du comparateur?
2. Dessinez le schéma fonctionnel de l'ensemble et proposez un schéma électro-
niquepermettantderéglerlatempératuredelapièce;calculezsescomposants.
3. Souhaitant évaluer les temps d'enclenchement et de déclenchement du chauf-
fage, on a observé que sans chauage, la température se stabilise à +10
o
C
et que, lorsque le chauage est enclenché en permanence, la température at-
teint +25
o
C avec une constante de temps d'environ 1heure. Étant donné ces
valeurs,calculez lestemps
t on ett of f du chauage.
Comp 7 Pour lesdeux circuitde lagure 6.23 tels que
V sat = ±V CC = ±12
V,1. déterminezles tensionsde commutation;
2. esquissez
u 2 (t)
etu C (t)
lorsqueR = 1
kΩ
etC = 1 µ
F;3. calculezlestemps
t H et t L,la période T
etle rapport cyclique η
.
T
etle rapport cycliqueη
.R R
u C (t) u 2 (t)
R C C
2R R
R 2R
u 2 (t) u C (t)
R V CC
Fig. 6.23: Exercice Comp7
Comp 8 Considérant le générateur de signaux (gure 6.24) esquissez les signaux
u 2 (t)
etu 3 (t)
puis, sachantqueR 1 = 10
kΩ, R 2 = 20
kΩ, R = 10
kΩ, C = 100
nF, V sat = ±12
Vcalculezlesvaleursde crête etla période des tensions
u 2 (t)
etu 3 (t)
.R 1
R 2
u 3 (t) u 2 (t)
R
C
u 1 (t) = u 3 (t)
Fig. 6.24: Exercice 8
Comp 9 Considérantla basculeunipolaire de la gure6.25 avec
V CC = 12
V, R 1 = 10
kΩ, R 2 = 20
kΩ, R 3 = 30
kΩ, R = 10
kΩ, C = 10
nFcalculezses tensions de seuil, son rapport cyclique etsa période d'oscillation. Des-
sinez lestensions
u 1 (t)
etu 2 (t)
.R 1 R 2
u 1 (t)
u 2 (t) R 3
V CC
V CC
R C
Fig. 6.25: Exercice Comp9
Comp10 Onveutréaliserungénérateurd'impulsionsrectangulairesd'amplitude0
et10V,de période1msetdelargeur0.2ms. Proposezun schéma(sansdiode, avec
un seul AO)et calculezlesvaleursdes composants.
Comp 11 Réalisez un générateur fournissant un signal triangulaire d'amplitude
±
5 V et de fréquence variable entre 100 Hz et 1kHz.Comp 12 Réalisez un VCO fournissant des signaux triangulaire etcarré d'ampli-
tudes respectives
±
6 V et±
12 V à la fréquence 1 kHz lorsqueU in = 5
V. Jusqu'àquelle valeur de
U in leVCO fonctionnera-t-ilcomme prévu?
Comp13 Onconsidèreunebasculeunipolairesimilaireàcelledel'exerciceComp9
dans laquelle
R 1 = R 2 = R 3 = 10
kΩ, RC = 1 µ
s, V CC = 5
VSachantquel'AOestremplacéparun comparateuràcollecteurouvert reliéà
V DC = 24
V à travers une résistanceR L = 10
kΩ
:1. Dessinezleschémadelabasculeaveclecomparateuretsontransistordesortie.
2. Calculez lesniveaux
V H et V L de la tension de sortie.
3. Calculez lestensions de seuil
V T 1 , 2.
4. Calculez lerapportcyclique de labascule ainsi que sapériode d'oscillation.