2.
PODSTAWOWY UKŁAD ODBIORNIKA SUPERHETERODYNOWEGORys. 3. Schemat blokowy odbiornika z przemian cz stotliwo cią ę ś
f fl
fs fh fp.cz.
Rys. 4. Cel przemiany cz stotliwo cię ś Typowa budowa odbiornika radiowego
Cechy wspólne ró nych konstrukcji odbiorników:ż
1)
pierwsze stopnie odbiornika pracuj na cz stotliwo ci przychodz cegoą ę ś ą sygnału,2)
po przemianie odbierany sygnał otrzymuje now , stał cz stotliwo ć,ą ą ę ś niezale nie od cz stotliwo ci przychodz cego sygnału,ż ę ś ą3)
heterodyna przewa nie z syntez cz stotliwo ci,ż ą ę ś4)
po przemianie tor po redniej cz stotliwo ci zaczyna si od filtru ceraś ę ś ę - micznego albo kwarcowego,5)
demodulator synchroniczny do demodulacji sygnałów AM, demodula- tor koidencyjny przy demodulacji FM,6)
automatyczna regulacja wzmocnienia,Wzmacniacz
sygnaowył Mieszacz
Wzmacniacz po redniejś cz stotliwo cię ś
Mieszacz
Wzmacniacz po redniejś cz stotliwo cię ś
Zasilanie
Ukadył obróbki sygnauł zdemodulo- wanego
Heterodyna Heterodyna Ukadył
regulacji Demodulator
7)
w odbiornikach nie wyposa onych w syntez cz stotliwo ci - automaż ę ę ś - tyczna regulacja cz stotliwo ci,ę ś8)
w odbiornikach przeznaczonych do pracy w systemie z cyfrow transą - misj sygnałów rozbudowane układy obróbki sygnałów zdemodulowaą - nych; m in. układy przeciwdziałaj ce bł dom seryjnym w kanale, zwią ę ą- zane z korekcj parametrów kanału i bł dów w kanale,ą ę9)
cyfryzacja odbiornika obejmuje coraz cz ciej równie demodulatoręś ż (decyzja o odebranym sygnale elementarnym jest podejmowana po analizie próbek sygnału nie zdemodulowanego),10)
odbiorniki cz sto musz być wyposa ane w tor odtwarzania cz stoę ą ż ę - tliwo ci i fazy odbieranego sygnału oraz odtwarzania taktu bitowego.ś3.PODSTAWOWE PARAMETRY ODBIORNIKÓW RADIOWYCH Kryteria oceny odbiornika radiowego
N1 Odb1 N2 * * * Nn
Rys. 5. Praca odbiornika w systemie radiokomunikacyjnym
Głównym zadaniem stawianym odbiornikowi jest zapewnienie mo liwież wiernego odbioru przesyłanych przez nadajnik informacji.
Kryteria oceny odbiornika służą do oceny przydatno ci odbiornika doś pracy w systemie radiokomunikacyjnym:
a)
ocena mo liwo ci operacyjnych odbiornika,ż śb)
ocena jako ciowa odbiornika.śKryteria oceny jako ciowej słu do odpowiedzi na nast puj ce pytania:ś żą ę ą
1)
jak daleko od stacji nadawczej mo e pracować odbiornik,ż2)
jak mocno teren w którym znajduje si odbiornik mo e być nasyconyę ż innymi słu bami radiokomunikacyjnymi,ż3)
jak wiern kopi przesyłanych przez nadajnik informacji jest sygnał naą ą wyj ciu odbiornika?śCzuło ć.ś Czuło ć odbiornika - jest to zdolno ć do prawidłowego odbioruś ś mo liwie małych sygnałów. Przez prawidłowy odbiór rozumiemy odpowiedż - nio silny sygnał akustyczny o akceptowanej jako ci.ś
Miar czuło ci jest poziom sygnału wej ciowego.ą ś ś
Czuło ć u ytkowa.ś ż - jest to najmniejszy poziom sygnału wej ciowego,ś przy którym otrzymuje si normaln moc wyj ciow przy dopuszczalnymę ą ś ą stosunku sygnał / szum na wyj ciu akustycznym odbiornika.ś
Ustalenia normalizuj ce w radiokomunikacji ruchomej:ą
1)
czuło ć wyra a si w warto ciach siły elektromotorycznej generatoraś ż ę ś pomiarowego o znormalizowanej impedancji wyj ciowej (1/2 SEM),ś2)
dewiacja przy pomiarze czuło ci ś m = 60% maksymalnej dewiacji w systemie,3)
stosunek SygnaSzumµ+Szum+Zniekszta+Zniektaµceniaµcenia (SINAD) = 12dBSelektywno ćś - jest to zdolno ć odbiornika do wydzielenia danego syś żą - gnału z po ród innych sygnałów odbieranych jednocze nie przez anten .ś ś ę
Dla oceny selektywno ci bada si w funkcji cz stotliwo ci przebieg moś ę ę ś - dułu wzmocnienia (normalizujemy wzgl dem ę środka pasma przepuszczania).
Odwrotno ć - ś ) (
) (
f K
fo
K - tłumienie w stosunku do rodka pasma przepuszś - czania.
Najcz ciej podaje si szeroko ć pasma B cz stotliwo ci praktycznie nieęś ę ś ę ś tłumionych (na ogół do 3dB) oraz tłumienie dla kilku cz stotliwo ci poza paę ś - smem. Podaje si równie nachylenie krzywej tłumienia (np. w dB /Oktaw ).ę ż ę
Selektywno ć w stosunku do s siedniego kanałuś ą
- Selektywno ć mierzona ś jednym sygnałem obrazuje przeszkody na jakie napotyka sygnał niepo dany, przy przedostawaniu si na wyj cie odżą ę ś -
- Selektywno ć mierzona ś dwoma sygnałami obrazuje zakłócaj cy wpływą sygnału niepo danego na istniej c ł czno ć uzyskiwan za po rednicżą ą ą ą ś ą ś - twem sygnału u ytecznego.ż
d B
f f o f z
T
f '
Metoda1.sygnałowa
Metoda2.sygnałowa
Rys. 6. Porównanie selektywno ci mierzonej jednym sygnałem z selektywś - no ci dwusygnałowś ą ą
Odbiór cz stotliwo ci niepo danychę ś żą
Obrazuje dalszy kształt charakterystyki wzmocnienia w funkcji cz stotlię - wo ci oraz jest zwi zany z nieliniowo ciami w odbiorniku. Bada si dodatkoś ą ś ę - we kanały odbioru.
Podatno ć na modulacj skro n ś ę ś ą
Okre la mo liwo ć zmodulowania sygnału u ytecznego o cz stotliwo ciś ż ś ż ę ś nominalnej przez zmodulowany sygnał zakłócaj cy o ró nej od nominalnegoą ż sygnału cz stotliwo ci. ę ś
Mechanizm modulacji skro nejś . Sygnał zakłócaj cy posiada modulacją ę AM, lub j uzyskuje je eli jest na zboczu krzywej rezonansowej. Je eli posiaą ż ż - da du amplitud to na nieliniowo ciach odbiornika (zł cze p-n, kanał tranżą ę ś ą - zystora polowego itp.) ulega detekcji amplitudy. Teraz punkt pracy b dzieę si przesuwał zgodnie z chwilow amplitud sygnału zakłócaj cego. Spowoę ą ą ą - duje to:
1)
zmian wzmocnienia, odbieran w odbiorniku AM jako paso ytniczaę ą ż modulacja AM,2)
zmian pojemno ci wej ciowej i wyj ciowej tranzystorów, w efekcieę ś ś ś paso ytnicz modulacj fazy, odbieran w odbiorniku FM jako paso ytż ą ę ą ż - nicza modulacja FM,3)
w mieszaczu samodrgaj cym (oscylator lokalny zbudowany na tymą samym tranzystorze co mieszacz) zmian cz stotliwo ci wytwarzaę ę ś - nych drga , w efekcie sygnał po redniej cz stotliwo ci otrzyma pasoń ś ę ś - ytnicz modulacj cz stotliwo ci, co b dzie odbierane jako zakłócenież ą ę ę ś ę
w odbiorniku FM, lub mo e spowodować paso ytnicz modulacj AMż ż ą ę na zboczu krzywej rezonansowej i być odbierane jako zakłócenie w od- biorniku AM.
~
f φ
fr E
R
L C
Rys. 7. Powstawanie paso ytniczej modulacji AM oraz FMż Podatno ć na intermodulacjś ę
Bada zakłócenia sygnału u ytecznego przez sygnał wytworzony na nieliż - nearno ciach 3, 5 i wy szych rz dów w torze przeddetekcyjnym odbiornika.ś ż ę
Intermodulacj ą nazywamy takie wzajemne zmieszanie si sygnałów zaę - kłócaj cych, na nieliniowo ciach wyst puj cych w odbiorniku, e w efekcieą ś ę ą ż
nym stopniu odbiornika sygnał u yteczny. Od tego miejsca w odbiornikuż produkt intermodulacji jest nie do odró nienia od sygnału u ytecznego i wyż ż - wołuje jego zakłócenie.
Np. f1 = fS +∆f ; f2 = fS +2∆f .
W wyniku intermodulacji III rz du mo e powstać sygnał o cz stotliwo ci:ę ż ę ś
S S
S f f f f
f f f
fint =2 1− 2 =2 +2∆ − −2∆ = .
Zakłócenia wielkiej cz stotliwo ci powodowane przez odbiornikę ś
Mo e to być promieniowanie na cz stotliwo ci I heterodyny (oscylator loż ę ś - kalny), lub na cz stotliwo ciach innych przebiegów wyst puj cych w odbiorę ś ę ą - niku. Promieniowanie mo e zachodzić za po rednictwem anteny, chassis,ż ś lub elementów monta owych.ż
Parametry małej cz stotliwo cię ś
Moc wyj ciowaś - jest to maksymalna moc, przy zniekształceniach mniej- szych od nominalnych, np. 1%.
Zniekształcenia liniowe (charakterystyka deemfazy). Dla poprawy sto- sunku sygnał /szum stosuje si w niektórych systemach kształtowanie chaę - rakterystyki małej cz stotliwo ci.ę ś
Szumy własne i przyd wi kź ę
S to szumy po demodulacji, mierzone przy obecno ci no nej, a wi c nieą ś ś ę odbierane przez anten ani nie pochodz ce ze wst pnych stopni odbiornika.ę ą ę
Szumy własne i przyd wi kź ę
S to szumy po demodulacji, mierzone przy obecno ci no nej, a wi c nieą ś ś ę odbierane przez anten ani nie pochodz ce ze wst pnych stopni odbiornika.ę ą ę
4.
ODBIÓR Z PRZEMIAN CZ STOTLIWO CIĄ Ę ŚZalety i wady odbiorników o bezpo rednim wzmocnieniu oraz odbiorniś - ków z przemian cz stotliwo cią ę ś
Odbiornik o bezpo rednimś wzmocnieniu
Odbiornik z przemian cz stotlią ę - wo ciś
Pre- stra-
ja-
1)
Konieczno ć ś przestrajania wszystkich obwodów rezonan- sowych przy zmianie stacji -1) Przestrajanie jedynie wzmac- niacza sygnałowego (nie zawsze!) i heterodyny.
nie problem współbie no ci przeż ś - strajania,
2)
zmiana wzmocnienia w funkcji cz stotliwo ci.ę śSta- bil- no ćś
Całe wzmocnienie odbiornika musi odbywać si na tej samej,ę jednej cz stotliwo ci.ę ś
Całe wzmocnienie dzielimy na poszczególne bloki, pracuj ce naą ró nych cz stotliwo ciach.ż ę ś
Se- lek- tyw- no ćś
Trudno ci z uzyskaniem selekś - tywno ci na wy szych cz stotliś ż ę - wo ciach.ś
Podstawowa selektywno ć jestś realizowana na z góry przez nas wybranej cz stotliwo ci.ę ś
Filtry o selektywno ci skupionej.ś Syg-
nały nie- po -żą
dane
Przemiana cz stotliwo ci stwarzaę ś dodatkowe kanały odbioru.
Ad. Przestrajalno ćś
Istniej problemy z zapewnieniem współbie no ci przestrajania równoą ż ś - cze nie kilku obwodów rezonansowych. Trudno ci te s powodowane przezś ś ą rozrzut parametrów, np. pojemno ci, poszczególnych obwodów i diod poś - jemno ciowych.ś
Odbiornik z przemian cz stotliwo ci ma mniejsz liczb przestrajanychą ę ś ą ę obwodów - cz sto tylko dwa.ę
Ad. Stabilno ćś
Je eli wymagane wzmocnienie toru przeddetekcyjnego odbiornika jestż
np. rz du 10ę 6
V V µ 1
1 , to w odbiorniku o bezpo rednim wzmocnieniu wystarś - czy sprz enie mi dzy wyj ciem wzmacniacza a jego wej ciem rz du =10ęż ę ś ś ę -
6=0,000001, aby odbiornik si wzbudził ę
= −
∗
o o
K K K
β
1 .
W odbiorniku z przemian , czy z kilkoma przemianami cz stotliwo ci,ą ę ś wymagane wzmocnienie bloku pracuj cego na tej samej cz stotliwo ci jestą ę ś du o mniejsze.ż
Ad. Selektywno ćś
Jest to czynnik rozstrzygaj cy o konieczno ci stosowania przemiany czą ś ę- stotliwo ci.ś
Przykład. jaka powinna być dobroć pojedynczego obwodu rezonansowe- go, aby uzyskać tłumienie 3dB w odległo ci 5kH od rodka pasma przepuszś ś - czania: a) przy fo=500kH, b) fo=500MHz?
dB o dB
o
f f B
Q f
3
3 = 2∆
= ;
Q f dB fo
3 = 2
∆
a) 50
5 2
500 =
= ⋅
kHz
Q kHz ; b) 50000
5 2
5000000 =
= ⋅
kHz Q kHz
Ad. Odbiór sygnałów niepo danychżą
Stopie przemiany cz stotliwo ci stwarza dodatkowe kanały odbioru:ń ę ś cz stotliwo ć lustrzan , odbiór zwi zany z harmonicznymi heterodyny,ę ś ą ą
fpcz
f
f1− 2 = (intermodulacja w mieszaczu), gwizdy superheterodynowe.
5.
SZUMY W ODBIORNIKU1)
Szum fluktuacyjny (termiczny) - widmo 1000 GHz,2)
szum rutowyś -,,- -,,- -,,-3)
szum migotania widmo typu 1/fSzum fluktuacyjny jest zwi zany z bezwładnym ruchem elektronów wą przewodnikach. Atomy w metalach tworz siatk krystaliczn , a elektronyą ę ą zewn trzne poruszaj si bezwładnie tworz c gaz elektronowy.ę ą ę ą
Bezwładny ruch jonów siatki krystalicznej pod wpływem temperatury prowadzi do zderze z elektronami i do wzajemnej wymiany energii. W reń - zultacie elektrony bez pobudzania ródłem zewn trznym stale s w ruchu,ź ę ą wywołuj c w przewodniku pr d bezwładnie fluktuuj cy.ą ą ą
Szum rutowy jest zwi zany z bezwładn emisj elektronów z metalu lubś ą ą ą przepływem no ników przez zł cze w półprzewodniku.ś ą
Natura szumu migotania nie jest dokładnie wyja niona.ś
S to szumy typu ą 1f .
E=4kTRB
2R
I G I=4kTGB
2
Rys. 8. Szum termiczny rezystancji sK
k =1,374⋅10−23W⋅ ;
Dysponowana moc szumu termicznego rezystora nie zale y od jego warż -
to ci: ś kTB
R kTRB R
Nd = E = =
4 4 4
2
Miara wła ciwo ci szumowych czwórnikaś ś
Miar wła ciwo ci szumowych czwórnika mo e być pogorszenie stosuną ś ś ż - ku sygnału do szumu po przej ciu sygnału przez czwórnik.ś
Niech PSwe i PSwy oznaczaj moc sygnału odpowiednio na wej ciu i wyj ciuą ś ś czwórnika, a PNwe i PNwy - moc szumu analogicznie na jego wej ciu i wyj ciuś ś oraz Kpd - dysponowane wzmocnienie mocy czwórnika.
F P P P
P Nwe
Swe
Nwy
Swy = ;
pd Nwe
Nwy
Nwy pd Swe
Nwe Swe
Nwy Swy Nwe Swe
K P
P P
K P
P P
P P P P
F = = ⋅ = ⋅ ;
Aby tak okre lony współczynnik szumu był miar obiektywn musz byćś ą ą ą spełnione jeszcze pewne zało enia.ż
Def. Punktowy współczynnik szumu czwórnika jest definiowany jako sto- sunek całkowitej mocy szumu oddanej do obci enia na wyj ciu (na jednostąż ś - k pasma 1Hz) do tej jego cz ci, która pochodzi od szumu ródła sygnału,ę ęś ź przy zało eniu, e jedynym ródłem szumu dochodz cego do wej cia czwórż ż ź ą ś - nika jest rezystancja ródła sygnału, znajduj ca si w standardowej tempeź ą ę - raturze To=293K.
Za pomoc współczynnika szumu mo na równie definiować wła ciwo cią ż ż ś ś szumowe liniowej cz ci odbiornika.ęś
Def. liniowa cz ci odbiornika nazywamy t cz ć odbiornika, na którejęś ą ę ęś wyj ciu stosunek mocy sygnału do mocy szumu jest wprost proporcjonalnyś do mocy sygnału doprowadzonego do wej cia odbiornika.ś
Do okre lania wła ciwo ci szumowych czwórników, np. odbiorników, czś ś ś ę- sto stosuje si równie inne miary. Jedn z nich jest:ę ż ą
Skuteczna temperatura szumu Te czwórnika
Jest to temperatura, w jakiej powinna znajdować si impedancja ródłaę ź sygnału doł czona do wej cia bezszumnego czwórnika, aby zapewnić tą ś ę sam całkowit moc szumu oddan do obci enia co faktyczny czwórnik zą ą ą ąż bezszumnym równowa nikiem impedancji doł czonym do wej cia. ż ą ś
Posługiwanie si skuteczn temperatur szumu jest wygodne przy chaę ą ą - rakteryzowaniu mało szumnych elementów oraz przy ocenie wła ciwo ciś ś szumowych całego systemu.
Czwórnik rzeczywisty Es
Ro Sytuacja
rzeczywista
Czwórnik rzeczywisty Es
Ro
Czwórnik bezszumny Es
Ro Sytuacja
wyidealizowana
Sytuacja wyidealizowana
To
T=0
T=Te
P
NWy=P
Nwy(Ro)+P
Nwy(czw)
P'
NWy= P
Nwy(czw)
P''
NWy=Kpd·k·Te·B
Rys. 9. Relacja mi dzy współczynnikiem szumu a skuteczn temperatuę ą - r szumuą
Z definicji skutecznej temperatury szumu czwórnika wynika, e:ż
P '
Nwy= P ' '
Nwy;P
Nwy( czw ) = K
pd⋅ ⋅ ⋅ k T B
e ;o e o o
pd
e pd o
pd o
pd Nwy o
pd
T T T B
kT K
B kT K B kT K B
kT K
czw P
B kT
F K + = +
+ =
= ( )
o
e F T
T =( −1)
Skuteczna temperatura szumu Tz ródła sygnału (anteny)ź
Jest to temperatura, w jakiej nale ałoby umie cić rezystancj ródła syż ś ę ź - gnału, aby moc dysponowana szumu termicznego rezystancji wewn trzneję ródła sygnału była równa dysponowanej mocy szumu na wyj ciu ródła sy
ź ś ź -
gnału.Jako ć transmisji zale y od całkowitej temperatury szumu systemuś ż odniesionej do wej cia odbiornika.ś
odb ant e z
zc T T T T
T = + = +
Pytanie 1: czy zawsze Tz > To ?
Pytanie 2: w przypadku ł cza satelitarnego, czy odbiornik na satelicie,ą czy na ziemi powinien mieć mniejszy współczynnik szumu?
•
Stosunek mocy sygnału do mocy szumu na wyj ciu akustycznym odś - biornika decyduje o jako ci transmisji fonicznej.śDla f < 30MHz Tant >>Todbmin nie ma wi c potrzeby minimalizowaniaę współczynnika szumu odbiornika.
Dla f > 100MHz trzeba minimalizować Fodb.
•
Przy transmisji sygnałów binarnych, miar jako ci transmisji jest eleą ś - mentowa stopa bł du, czyli stosunek bł dnie odebranych bitów do wszystę ę - kich nadanych bitów.•
O mo liwo ci prawidłowej demodulacji sygnałów decyduje stosunekż ś mocy sygnału do mocy szumu na wej ciu demodulatora.śCz sto operuje si stosunkiem mocy sygnału do widmowej g sto cię ę ę ś mocy szumu.
W przypadku transmisji binarnej najcz ciej rozpatruje si stosunek eneręś ę - gii przesyłanego sygnału w czasie trwania pojedynczego bitu do widmowej g sto ci mocy szumu.ę ś
Relacja mi dzy stosunkiem sygnału do szumu a stosunkiem energii bituę do widmowej g sto ci mocy szumuę ś
Przyjmijmy nast puj ce oznaczenia na wej ciu demodulatora:ę ą ś S - moc sygnału,
N - moc szumu,
B - pasmo szumowe toru przeddetekcyjnego, G - widmowa g sto ć mocy szumu,ę ś
Tb - czas trwania pojedynczego bitu,
b
b f
T = 1 ; fb - przepływno ć,ś
Eb - energia przesyłanego sygnału, przypadaj ca na czas trwania pojeą - dynczego bitu.
N B S NB
S G
S
o
⋅
=
=
b b
o b
f B N
S NB
T S G
E = ⋅ = ⋅ ; przewa nie ż >1 fb
B
Współczynnik szumu kaskady szumi cych czwórnikówą
I F
1K
pd1II F
2K
pd2P
NwejkT
oB R
oP'
NwyP
NwyR
LRys. 10. Kaskada szumi cych czwórnikówą
Zało enia:ż operujemy mocami dysponowanymi, pasmo przepuszczania drugiego czwórnika jest nie mniejsze od pasma pierwszego czwórnika lub oba s du o szersze od pasma obserwacji.ą ż
Z definicji współczynnika szumu:
) (
) ( ) ( )
( )
( o
o
o Nwy R
II Nwy I
Nwy R
Nwy R
Nwy Nwy
P
P P
P P
F P + +
=
=
2 1 )
(R Nwe pd pd
Nwy P K K
P o = ⋅ ⋅
1 ) ( 1
1
'
pd Nwe
I Nwy pd
Nwe
K P
P K F P
⋅ +
= ⋅ ; P'Nwy(I) =(F1−1)⋅PNwe ⋅Kpd1
2 1 1
)
(I ( 1) Nwe pd pd
Nwy F P K K
P = − ⋅ ⋅ ⋅ ;
2 2
)
(II ( 1) Nwe pd
Nwy F P K
P = − ⋅ ⋅ ;
Nwe pd pd
pd Nwwe pd
pd Nwe pd
pd Nwe
P K K
K P F K K P F K
K F P
⋅
⋅
⋅
− +
⋅
⋅
⋅
− +
⋅
= ⋅
2 1
2 2
2 1 2
1 ( 1) ( 1)
1 ...
1
2 1
3 1
2
1 +
⋅ + − + −
=
pd pd
pd K K
F K
F F F
Przypadek szczególny: czwórnik bierny - czwórnik aktywny
Czwórnik bierny L
Cwórnik aktywny F tr
Linia stratna L
kT oB
Odbiornik Np.
kT oB
Rys. 11. Czwórnik bierny - czwórnik aktywny
Kpd L1
1= ; F2 =FOdb; L
L B kT
B F kT
o
o =
1 =
L L F
K F F
F Odb
pd 1
1 1
1 2 1
+ −
− = +
= ;
FOdb
L F = ⋅
Zmiana stosunku sygnału do szumu w odbiorniku AM u=Ao(1+mcos mt)cos ot;
2
= 1
=
mMax msk
U χ U
φ χ2 2
2 2
2 cos
4
1A A m Swy = g o
2 2 2
2 2 2 2
4 1 2
1 2
1 2
1 A A m A A m
So = o + o χ = o + o
c g
wy A N
N 2
4
= 1
o o o
o o
N m A A
N S
2 2 2 2
2 1 2
1 + χ
= ;
o o o
o o c c
FN m A A
FN S N S
2 2 2 2
2 1 2
1 + χ
=
= ;
c o wy wy
N m A N
S 2 2χ2cos2φ
=
+
B f
oX
o b
fN
oA
gcos( ω
ot+ φ )
V
φ χ φ
χ 2
2 2 2
2 2
2 2
cos 1 2
1 cos 2
: m
m m
m N
S N g S
c c wy wy
+ + =
=
=
Rys. 13. Zmiana stosunku sygnału do szumu w odbiorniku AM
Zmiana stosunku do szumu w odbiorniku FM )
cos (
2
cos F t
t f A
u m
m o c
s ω
π +ω∆
=
Filtr dolno- przepustowy
f Max Liniowa
część odbiornika
F
Ogranicznik + demodulator
FM b[V/Hz]
S c/ N c=S o/FN o
S o/N o=E g2/4kT oBR g
E N2=4kT oBR g
R g E g
Deemfaza 1/f
ωc φ A c
A nsin ωt A n
ω=2 πf f
B df N c
Rys. 14. Zmiana stosunku sygnału do szumu w odbiorniku FM
W odbiorniku FM, wyposa onym w ogranicznik amplitudy, mechanizmż przechodzenia szumu na wyj cie odbiornika polega na wytworzeniu przezś szum paso ytniczej modulacji fazy wypadkowego wektora sygnał + szum..ż
Niech stosunek S/N b dzie na tyle du y, e mo na zaniedbać powstawanieę ż ż ż szumu anomalnego. Wtedy dla An << Ac
A t A t
A A
t A
c n n
c
n φ ω
ω
φ ω sin
cos
tg sin ≅ =
= +
Zysk modulacyjny odbiornika FM na przykładzie radiotelefonu pracu- j cego w systemie dyspozytorskim (RRL)ą
O jako ci transmisji decyduje przede wszystkim stosunek sygnału doś szumu na wyj ciu akustycznym odbiornika przy transmisji analogowej, lubś stosunek sygnału do szumu na wej ciu układu decyzyjnego przy transmisjiś sygnałów cyfrowych.
Stosunek sygnału do szumu ulega zmianom w odbiorniku w trakcie przecho- dzenia sygnału przez ogranicznik, demodulator, filtr podetekcyjny itp.
2
2 c c
S = A ; us© =b∆Fcosωmt;
2 )
( 2
2
© b F
Swy = ∆ ;
2
2 n
c A
B df
n= N = ; df
BS N A A
c c c n22 =
t A f
b A dt d b u
c n
n ω
π φ 2 cos
© = = ; df
B f S N f b
A A dn b
c c c
n
2 2
2 2
2 2
2
2 = ⋅ ⋅
= ;
3 0
2 2
2 2
0 2
2
©
3
2 1 g
c c f
c c B
B
B
wy f
S N B df b BS f
N dn b dn
N
g
⋅
⋅
⋅
=
=
=
=
∫ ∫ ∫
−
;;
{
fg = fMax filtr podetekcyjny / =B2 brak filtru.
c g c g
c c wy
wy
S N F B
f F
b f BS
N b S N
2 3 2
2 2 3
©
©
) ( 3 2 ) (
2
3 = ∆
⋅ ∆
⋅
= ;
' ' 0 3
3 8 1
wy wy g g
g N
R S FkT F f
E = ∆
R
C
Człon deemfazy
f RC1
2π1= ; 1
1
| 1
| 1
| ) (
| f
f f j f j
H ≅
+ ω =
t f F
b f
u m
m
s 1 cosω
" = ∆ ; t
A bf A u
c n n" = 1 cosω
2 2 1 2 2
"
2 ) (
m
wy f
f F
S =b ∆ ⋅ ; df
BS N f b A A f dn b
c c c
n = ⋅
= 2 2
2 1 2 2 2 2 1 2
c c f
g c
c B
wy S
N B
f f df b BS
N f dn b N
∫
g∫
= ==
0
2 1 2 2
1 2 2
0
"
2
c g c m c
c g m
wy wy
S N B f F
f S
N F f b
f B
f f b S
N ⋅ ⋅
= ∆
∆ ⋅
⋅
= 2 2 22
1 2 2 2 1 2
"
"
) (
2 )
( 2
"
"
8 0
wy wy g g m
g N
Ff S R F kT
E f
= ∆
Warto ć progowa:ś (3 5) 2ln( )
Max c
c
f B N
S ≅ ÷ +
P tla fazowa (PLL) w charakterze demodulatora cz stotliwo cię ę ś
Detektor fazy
Filtr dolno- przepustowy
Generator przestrajany napi ciemę
Filtr po p tlię us=U ssin[ ωοt+ φs(t)]
ug=U gcos[ ωot+ φg(t)]
U d(t) U f(t) uwy
Rys. 15. Demodulacja cz stotliwo ci w oparciu o p tl fazow ę ś ę ę ą
W zakresie pracy synchronicznej generator przestrajany napi ciem doę - starcza przebieg o tej samej cz stotliwo ci co przychodz cy sygnał. Detekę ś ą - tor fazy wytwarza napi cie bł du proporcjonalne do ró nicy faz obu przeę ę ż - biegów. Napi cie to w taki sposób przestraja chwilow cz stotliwo ć geneę ą ę ś - ratora, aby zminimalizować ró nic faz obu przebiegów. Cz stotliwo ć geż ę ę ś - neratora nad a wi c za chwilow cz stotliwo ci przychodz cego sygnału,ąż ę ą ę ś ą ą a napi cie przestrajaj ce generator jest proporcjonalne do zmian chwiloweję ą cz stotliwo ci sygnału. ę ś
W zakresie du ych stosunków sygnału do szumu demodulator zachoż - wuje si , jak demodulator konwencjonalny. Natomiast przy małym stosunę - ku sygnału do szumu, gdy wypadkowy wektor sygnał plus szum ma ten- dencj do okr enia pocz tku układu współrz dnych, p tla traci chwilowoę ąż ą ę ę synchronizm, zmniejszaj c tym samym cz stotliwo ć powstawania impulsuą ę ś szumu anomalnego. Układ charakteryzuje si wi c korzystnym przesunię ę ę- ciem progu poprawy w stosunku do demodulatora konwencjonalnego.
Demodulator cz stotliwo ci z ujemnym cz stotliwo ciowym sprz eniemę ś ę ś ęż zwrotnym
Filtr pasmowy B/n
Generator przestrajany napi ciemę
Filtr dolno- przepustowy
Filtr dolno- przepustowy Demodulator
cz stotliwo cię ś Sygnał
+szum
Mieszacz
Przebieg wyj ciowyś
Rys. 16. Ujemne cz stotliwo ciowe sprz enie zwrotneę ś ęż
Odbiornik z kompresj cz stotliwo ci składa si z toru głównego o poą ę ś ę - staci konwencjonalnej, uzupełnionego mieszaczem, oraz gał zi sprz eniaę ęż zwrotnego z generatorem o zmiennej cz stotliwo ci, sterowanego napi cioę ś ę - wo. Istota tej koncepcji polega na zmieszaniu sygnału wej ciowego z prześ - biegiem z heterodyny, równie zmodulowanym cz stotliwo ciowo, tak abyż ę ś do filtru przeddetekcyjnego doprowadzić sygnał o dewiacji znacznie po- mniejszonej. Wówczas filtr ten mo e być w skopasmowy i ograniczać poż ą - ziom szumu wchodz cego na detektor. Szum anomalny ulega wi c zmnieją ę - szeniu, a próg poprawy przesuwa si na lewo.ę
W p tli sprz enia zwrotnego szum konwencjonalny powy ej proguę ęż ż podlega kompresji w tym samym stopniu co sygnał u yteczny iż stosunek sygnału do (słabego) szumu po zamkni ciu p tli nie ulega zmianie.ę ę
7.
METODY POPRAWY STOSUNKU SYGNAŁU DO SZUMU NA WEJ CIU DEŚ - MODULATORAWła ciwo ci kanału radiowegoś ś
Ze wszystkich kanałów stosowanych w telekomunikacji, kanał radiowy jest najbardziej „wredny”.
1.
W antenie odbiorczej indukuj si szumy atmosferyczne, szczególnieą ę na ni szych cz stotliwo ciach - do około 30MHz. Indukuj si zakłóceż ę ś ą ę - nia - szumy przemysłowe, rozci gaj ce si do kilkuset MHz, o szczeą ą ę - gólnie du ym poziomie w obszarze silnie uprzemysłowionym i g stoż ę zabudowanym.2.
Odbijanie si fali elektromagnetycznej od przeszkody - warstwy zjoę - nizowanej, powierzchni morza, ziemi, cian budynków powoduje, eś ż do punktu odbioru fala elektromagnetyczna dochodzi wieloma droga- mi, z ró nym opó nieniem. W efekcie powstaje fluktuacja nat eniaż ź ęż pola - gł bokie zaniki i wypadanie całych fragmentów transmisji. Meę - chanizm zaników:cos 2 cos 2
2 cos
cosα+ β = α +β α−β ;
cos 2 2 ) cos(
2 ) cos(
cosωt+A ωt+∆ϕ = A ωt+∆ϕ ⋅ ∆ϕ A
3.
Zakłócenia powodowane przez inne nadajniki - niebezpiecze stwoń modulacji skro nej i intermodulacji.śOdbiór zbiorczy przestrzenny
Wzmacniacz 1
Wzmacniacz N Wzmacniacz
2
. . .
Σ
Rys. 17. Odbiór zbiorczy przestrzenny )
cos(
)
( k o k
k t U t
S = ω +ϕ ; uk =Ukcos(ω0t+ϕk)+nk(t)
Sygnały wyj ciowe ze wzmacniaczy sumuje si ze współczynnikami waś ę - gowymi ak. Mo liwe s przy tym nast puj ce strategie.ż ą ę ą
1.
Wybór kanału, dla którego osi ga si aktualnie najlepszy stosuneką ę sygnału do szumu: ai=1 aji =0. Wymaga pomiaru S/N.2.
Dobór współczynników ak wg kryterium max. S/N na wyj ciu - metoś - da optymalna. Wymaga pomiaru S/N.3.
Kombinacja równomierna. ak=const=a. Nie wymaga monitorowania S/N. Gorsza o ok. 1 dB od optymalnej.Przybli ona analiza kombinacji równomiernejż Zało enia:ż ak=const=a, const= śr
Oznaczenia:
N U U
N
k k k
∑
== 1 ;
= +
+
=
∑ ∑
=
=
) ( )
cos(
) (
1 1
t n a t
U a t
f k
N
k k k
o k
N
k
k ω ϕ
2 2
2 2
1 ...
)
cos( o úr N
k t a n n n
U
aN ω +ϕ + + + + ;
kanale jednym w úrednio k
SN Nn N
a U N a SN
−
−
⋅ −
=
= ( )
2 2 2
2 2 2
Wzór przybli ony, nie uwzgl dnia, e rozkład amplitud przy zanikachż ę ż ma bardziej rozkład Rayleigha, ni Gaussa. ż
Odbiór zbiorczy czasowy
Jedna z metod przeciwdziałania efektom propagacji wielodrogowej po- lega na zastosowaniu odbioru zbiorczego czasowego. Jest to jakby wyrów- nywanie opó nie , z jakimi przychodz do odbiornika poszczególne kopieź ń ą nadawanego sygnału.
Nadajnik Odbiornik
Fala bezpo redniaś
Fala odbita Fala odbita
Rys. 18. Propagacja wielodrogowa
τ1 Korelator 1
τ2 Korelator 2
τ3
Korelator 3
Σ
Sygnał pomocniczy
Rys. 19. Odbiór zbiorczy czasowy
Aby dopasować opó nienia w poszczególnych korelatorach do aktualnejź charakterystyki kanału, wtr ca si w blok transmitowanych bitów ci g treą ę ą - ningowy, b d cy sekwencj bitów pseudo przypadkowych, tak dobranychę ą ą aby uzyskać jak najw sz funkcj autokorelacji. Na skutek propagacji wieęż ą ę - lodrogowej odebrany ci g uzyskuje pewn korelacj . Algorytm dopasowaą ą ę - nia odbiornika do kanału tak dobiera opó nienia, aby powtórnie zaw zićź ę funkcj autokorelacji.ę
Transmitowany impuls
Impuls odebrany
Pierwszy odbiornik korelacyjny
Drugi odbiornik korelacyjny
Trzeci odbiornik korelacyjny
Sygna wypadkowył
Rys. 20. Idea działania odbiornika 8. INTERMODULACJA
Intermodulacj ą nazywamy takie wzajemne zmieszanie si sygnałów zaę - kłócaj cych na nieliniowo ciach, e w efekcie powstanie przebieg o cz stoą ś ż ę - tliwo ci bliskiej cz stotliwo ci, jak posiada sygnał u yteczny w danymś ę ś ą ż stopniu odbiornika. Od tego miejsca w odbiorniku produkt intermodulacji jest nie do odró nienia od sygnału u ytecznego i wywołuje jego zakłóceż ż - nie.
Przykład.
t A
u1 = 1cosω1 ; u2 = A2cosω2t;
3 ...
3 2 2 1
0 + + + +
=i u u u
i α α α [2cosx·cosy=cos(x-y)+cos(x+y)]
+ +
+ +
=i A AA A t
i 0 1 1 3 1 22 3 13)cos 1 4
3 4
(α 3α α ω
+ 1A2+ 3A2A12+ 3A23)cos 2t+ 4
3 4
(α 3α α ω
+ 2A12 1t+ 2A22cos2 2t+ 2
2 1 2 cos
1α ω α ω
+α2A1A2cos(ω1−ω2)t+α2A1A2cos(ω1+ω2)t+ + 3A13 1t+ 3A23cos3 2t+
4 3 1 4 cos
1α ω α ω
+ [cos(2 − ) +cos(2 + ) ]+
4 3
2 1 2
1 2
2 1
3A A ω ω t ω ω t
α
[cos(2 ) cos(2 ) ] ...
4 3
1 2 1
2 2
2 1
3 − + + +
+ α A A ω ω t ω ω t
Prawidłowo ć: ś n⋅ωi jest zwi zane z ą αn⋅Ain, z bj a i n+2⋅A ⋅A
α , gdzie +2
= +b n
a , z bj
a i n+4⋅A ⋅A
α , gdzie a+b=n+4, itd.
Zale no ć mi dzy produktem intermodulacji a charakterystyk elemenż ś ę ą - tu
Niech charakterystyka elementu b dzie opisana szeregiem Taylora:ę
y
nx
n
=
n=
∑
∞α
0x y
gdzie: (0)
!
1 y
dx d n n
n n =
α . Niech ( ) cos( )
1
i m
i
i
i t
A t
x =
∑
ω +ϕ=
.
Cz stotliwo ć dowolnego pr ka w widmie sygnału wyj ciowego jest lię ś ąż ś - niow kombinacj cz stotliwo ci przebiegów przyło onych na wej cie nielią ą ę ś ż ś - niowego elementu i ich harmonicznych.
n r r
r f r f
r f r
fprÖżka = 1 1+ 2 2+...+ m m;| 1|+| 2|+...+| m|= -rz d intermodulacji.ą
Dla małych amplitud poszczególnych składowych sygnału wej ciowegoś składowe produktu na wyj ciu maj postać:ś ą
) ...
|! cos(
| 2
!
2 2 2 2 1 1 1 1 1
|
|
1 n m m m m
m
i i
r i
n r t r r t r r t r
r A y n
i α ω + ϕ + ω + ϕ + + ω + ϕ
=
∏
− =
Dla układów inercyjnych uzyskuje si podobn zale no ć. Jedynie zaę ą ż ś - miast n wyst pi ą n. rz du j dro uogólnionego szeregu Taylora , szeregu Volę ą - tery. jest ono n wymiarow funkcj cz stotliwo ci.ą ą ę ś
Przykład. Szukamy pr ka o cz stotliwo ci:ąż ę ś (2f1− f2). St dą 3
| 1
|
| 2
| , 1 ,
2 2
1 = r =− n= + − =
r .
) 2
2
! cos(
1
! 2 2
! ) 3 2
( 2 3 1 1 2 2
2 1 1 2 3
1− = − A A α ωt+ ϕ −ω t−ϕ
f f
y .
Okre lanie mechanizmu powstawania danego pr kaś ąż
1.
Obni yć poziomy sygnałów wej ciowych, tak jednak aby produkt byłż ś wyra nie wi kszy od szumu (aby był mierzalny.ź ę2.
Zmieniać kolejno cz stotliwo ci składowych wej ciowych o fę ś ś i sprawdzać krotno ć zmian rś i· f cz stotliwo ci pr ka.ę ś ąż3.
Zmieniać kolejno amplitudy składowych wej ciowych o ś d i spraw dzać krotno ć zmian rś i· A[dB] amplitudy sygnału wyj ciowego.śW ten sposób okre li si zale no ć cz stotliwo ci produktu od cz stotliś ę ż ś ę ś ę - wo ci sygnałów wej ciowych:ś ś
m m
typ r f r f r f
f = 1 1 + 2 2 +...+
Charakteryzowanie wła ciwo ci nieliniowych elementu za pomoc takś ś ą zwanej współrz dnej punktu przeci ciaę ę
Współrz dna punktu przeci cia ę ę intermodulacji okre lonego rz duś ę w czwórniku okre la, w przypadku przyło enia na jego wej cie dwóch prześ ż ś - biegów o równej amplitudzie, jaki powinien być ich poziom, aby amplituda
interesuj cego nas produktu intermodulacji na wyj ciu była równa amplituą ś - dzie jednego ze wzmocnionych przebiegów wej ciowych.ś
Amplituda produktu powstałego w wyniku intermodulacji jest dla ma- łych poziomów sygnałów wej ciowych proporcjonalna do ka dej z amplitudś ż sygnałów wej ciowych, branej w pot dze równej rz dowi harmonicznej, zś ę ę któr cz stotliwo ć danej składowej sygnału wej ciowego wyznacza cz stoą ę ś ś ę - tliwo ć interesuj cego nas pr ka na wyj ciu elementu.ś ą ąż ś
Zale no ć t mo na zapisać nast puj co:ż ś ę ż ę ą | |
1 ri
i m
i
A
Wy
∏
=
≈
Tak wi c amplituda danego pr ka powstałego w wyniku intermodulacjię ąż na wyj ciu elementu ro nie szybciej przy zwi kszaniu sygnałów wej cioś ś ę ś - wych ni bezpo rednio wzmocnione sygnały wej ciowe. Ilustruje to poniż ś ś ż- szy wykres wykonany w skali logarytmicznej.
kU
wedB
U
int .U
NU
wedB
Rys. 21. Współrz dna punktu przeci ciaę ę
Punkt, w którym przetn si liniowe przedłu enia obu krzywych jestą ę ż wła nie u ywany do scharakteryzowania wła ciwo ci nieliniowych elemenś ż ś ś - tu.
Przykład. Współrz dna punktu przeci cia intermodulacji II rz du. ę ę ę
W punkcie przeci cia wzmocniony pr ek wej ciowy (ę ąż ś 1A1cos 1t) i inte- resuj cy nas produkt intermodulacji [ą 2A1A2cos( 1 2)t] maj ten sam poą - ziom. Oznaczmy współrz dn punktu przeci cia intermodulacji II rz duę ą ę ę przez AII. W punkcie przeci cia ę A1=A2 = AII, czyli |α1AII |=|α2AII2 |;
2
α1
=α AII ;
2 1
2
2 α
= α
= II
II
U A
Charakterystyka zł cza p-n wynosi:ą i≅I0eau, gdzie odwrotno ć potenś - cjału zł cza w temperaturze pokojowej:ą
mV kT
a q
25
≅ 1
= . Współczynniki roz- kładu charakterystyki zł cza w szereg Taylora wynosz : ą ą aI eau
du di
= 0 , α1 =aI0; eau
I du a
i d
0 2 2
2 = ,
2
0 2 2
I
=a
α ;
Charakterystyka tranzystora unipolarnego:
2 2
1
1 1
− −
=
+
−
=
p p
S G p DSS p
S G
DSS U
u U
U I U
U u I U
i
( )
[
1 2]
2 2[ (
1) (
2 1)
2]
2 U U 2U U u u
U u I
U U U
i I p G S p G S
p DSS S
G p p
DSS − − = − − − +
=
( )
(
p GS)
p DSS
S G p p DSS
II U U
U I
U U U
I
U 1
2 2 1
2
1 2
2 2
2 = −
−
⋅
⋅ =
= α
α
Zwi zek mi dzy odporno ci odbiornika radiotelefonicznego na zakłóceniaą ę ś ą intermodulacyjne, a wła ciwo ciami nieliniowymi stosowanych w nim eleś ś - mentów
Schemat blokowy odbiornika, u yteczny przy analizie zakłóce intermoż ń - dulacyjnych mo e wygl dać nast puj co:ż ą ę ą
q mV kT a I
UII aI 2 35,3
2 2 0
2
0 = =
=
Demodulator
k
1ET
1(f)
k
2U
Nk
3f
sf
1f
2R
E
zE
zE
SRys. 22. Pomiar odporno ci odbiornika na zakłócenia intermodulacyjneś Załó my, e jedynym członem nieliniowym w torze przeddetekcyjnymż ż odbiornika jest drugi czwórnik o wzmocnieniu k2. Sygnał u yteczny na wejż -
ciu demodulatora ma postać;
ś
3 2
1 k k
k ES⋅ E ⋅ ⋅
Gdyby sygnały zakłócaj ce na wej ciu nieliniowego czwórnika miałyą ś warto ć równ współrz dnej punktu przeci cia interesuj cego nas produkś ą ę ę ą - tu, to produkt intermodulacji na wyj ciu czwórnika ś Uint posiadałby warto ćś k2UN.
Poniewa na wej ciu nieliniowego czwórnika stosunek warto ci skuteczż ś ś - nej amplitudy jednego z sygnałów zakłócaj cych do współrz dnej punktuą ę przeci cia wynosi:ę
N E
z U
f T
k
E :
) ( 1
1 1
To produkt powstały w wyniku intermodulacji ma poziom:
|
|
2 1
1
|
|
1 1
1 2
int
2 1
) ( )
(
r
N E z r
N E z
N U T f
k E f
T U
k U E
k
U
⋅
=
Zało enież . Je eli produkt intermodulacji zakłóca na wyj ciu odbiornikaż ś sygnał u yteczny w stopniu okre lonym normami, to stosunek sygnałuż ś u ytecznego do produktu intermodulacji na wej ciu demodulatora jest zbliż ś - ony do warto ci współczynnika protekcji stosowanego przy zakłóceniach
ż ś
wspólnokanałowych, okre lanego przy takim samym zakłóceniu sygnałuś u ytecznego przez sygnał zakłócaj cy na wyj ciu odbiornika, jak w przyż ą ś -