Bramka wyprzedzaj ca ą Bramka opó nionaź

d t

_i

2 cos ϕ ϕ −

⁰

dt

d

∫

T

( )

s t

Y

₁

_Wartość

bezwzgl dna ę

Filtr p tli ę

VCO

dt

T d 0

∫

−

^Y

²

bezwzgl dna ^Wartość ę

Y

₂

Y

₁

e Y = −

₂

Y

₁

−

+

Bramka wyprzedzaj ca ą Bramka opó niona ź

Rys. 54. Synchronizator z wyprzedzaj co-opó niaj cym bramkowaniemą ź ą Idea tego typu synchronizacji polega zastosowaniu przedziału całkowa-nia krótszego od okresu trwacałkowa-nia bitu. W górnej gał zi całkowanie rozpoczyę -na si po czasie ę d od pocz tku pojawienia si bitu, w dolnej całkowanieą ę ko czy si o warto ć ń ę ś d przed tylnym zboczem odbieranego bitu.

Przy prawidłowej synchronizacji napi cia wyj ciowe z obu układów całę ś -kuj cych s sobie równe i napi cie bł du jest równe zeru.ą ą ę ę

Gdy takt bitowy w odbiorniku opó nia si wzgl dem przychodz cegoź ę ę ą sygnału, układ całkuj cy w górnej gał zi daje statystycznie mniejsze napią ę ę-cie ni w dolnej, gdy cz ć okresu całkowania rozci ga si na kolejny bit,ż ż ęś ą ę który mo e być przeciwnego znaku. Taka sytuacja jest równowa na skróceż ż

-82

niu czasu całkowania z warto ci ś

(

^T−d

)

, jak w dolnej gał zi, do warto cię ś

( )

^{2 ]}

[T −d − ∆ , gdzie ∆ jest równe wzajemnemu przesuni ciu obu ci gów bię ą -towych. Powstaj ce w ten sposób napi cie bł du, dzi ki obecno ci układówą ę ę ę ś okre laj cych moduł napi cia niezale nie od polaryzacji przychodz cegoś ą ę ż ą bitu, przesterowuje w odpowiednim kierunku VCO.

Gdy takt bitowy w odbiorniku wyprzedza takt przychodz cego sygnału,ą proces synchronizacji przebiega odwrotnie.

ROLA ODBIORNIKA W Ł CZU RADOKOMUNIKACYJNYMĄ Bilans energetyczny ł czaą

Znaczenie odbiornika w ł czno ci radiowej mo na najlepiej ocenić leą ś ż ś -dz c wpływ parametrów odbiornika na bilans energetyczny zł cza telekoą ą -munikacyjnego.

Bilans energetyczny ł cza radiokomunikacyjnego słu y do okre leniaą ż ś zale no ci mi dzy moc sygnału wypromieniowanego przez nadajnik naż ś ę ą jednym ko cu ł cza, a stosunkiem mocy sygnału do szumu i zakłóce nań ą ń drugim ko cu ł cza.ń ą

Jak wiadomo, równanie radiokomunikacyjne słu ce do okre lania pożą ś -ziomu sygnału w punkcie odbioru ma postać iloczynu i ilorazu poszczegól-nych czynników wpływaj cych na moc sygnału na wej ciu odbiornika. Warą ś -to wi c bilans energetyczny okre lać w mierze logarytmicznej, przy któreję ś mno enie i dzielenie zast pujemy odpowiednio dodawaniem i odejmoważ ę -niem. Równie ró ni ce si nieraz mi dzy sob o kilka rz dów liczboweż ż ą ę ę ą ę warto ci poszczególnych składników równania skłania w bilansie energeś -tycznym ł cza do wyra ania poszczególnych wielko ci w dB.ą ż ś

Przykładowy bilans energetyczny ł cza radiokomunikacyjnegoą

Oznaczmy moc samego nadajnika przez: PN

Straty w kablu doprowadzaj cym sygnał do antenyą

oraz w diplekserze kieruj cym sygnał z nadajnika do antenyą iodebrany przez anten do odbiornika:ę LL

Zysk energetyczny anteny wzgl dem anteny izotropowej:ę GN

---Tak wi c moc ekwiwalentna anteny izotropowej, zapewniaj ca t sam mocę ą ę ą w punkcie odbioru co antena rzeczywista wynosi:

[^dBW] ^N[^dBW] ^L[ ]^{dB N}[ ]^dBi

EIRP P L G

P = − +

Straty transmisji w wolnej przestrzeni: Lbf

Straty transmisji w wolnej przestrzeni mówi o tym, o ile jest mniejszy poziom syą -gnału odebranego przez anten izotropow umieszczon w przestrzeni kosmiczneję ą ą od mocy sygnału doprowadzonego do izotropowej anteny nadawczej:

[ ]^dB [ ]^km [^MHz]

bf d f

L =32,5+20lg +20lg

Tłumienie w atmosferze La

Margines na straty przypadkowe, nie przekraczany cz ciejęś

ni przez 1% czasu:ż M_[99%_]

Zysk anteny odbiorczej Go

---Moc sygnału C na wej ciu odbiornika przekraczana przez 99% czasu:ś

[^dBW] P^EIRP[^dBW]

(

L^bf[ ]^dB L^a[ ]^dB M[ ]^dB

)

G^o[ ]^dBi

T- temperatura szumu systemu przeliczona na zaciski wyj ciowe anteny odś -biorczej

Współczynnik przydatno ci systemu odbiorczego:ś G_o/T

---Stosunek mocy odebranego sygnału do g sto cię ś widmowej mocy szumu:

[ ] [ ]

(

[ ] [ ] [ ]

)

Stosunek mocy sygnału do g sto ci widmowej szumu fazy lokalnego oscyę ś -latora:

NN

C

Stosunek mocy sygnału do g sto ci widmowej produktów intermodulacjię ś generowanych w nadajniku:

Io

C

Wypadkowy stosunek mocy sygnału na wej ciu odbiornika do widmowejś g sto ci szumu i produtów intermodulacji: ę ś

[ ] 



 



 + +

−

 =



 





C I C N C N N

C _{o N o}

dBHz

lg 10

Zasady obliczania marginesu na straty przypadkowe

Istnieje szereg czynników przypadkowych wpływaj cych na obni enieą ż si poziomu sygnału w punkcie odbioru. Cz ć z nich posiada zerow warę ęś ą -to ć redni , np. fluktuacja mocy nadajnika, straty wywołane propagacjś ś ą ą wielo-drogow . Inne posiadaj pewn warto ć redni , np. bł d ukierunkoą ą ą ś ś ą ą -wania anteny, straty polaryzacyjne anteny itp.

Niech rednia warto ć tłumienia wnoszonego przez ś ś i - ty czynnik wyno-si: Li

Odchylenie standardowe fluktuacji i - tego czynnika: σi

W takim razie margines na straty przypadkowe, nie przekraczany cz ciejęś ni przez 1% czasu wynosi:ż

[^99%]

M =

∑

[ ] ⁺

∑ (

[ ]

)

i dB i i

dB

Li 2,33 σ ² TURBO-KODY

Budowa kodera i dekodera Turbo-kodu

W 1993 roku Berrou i Glavieux zaproponowali now klas kodów sploą ę -towych, opartych o kodowanie systematyczne, rekursywne oraz iteracyjną metod dekodowania.ę

Ze wzgl du na stosowanie w dekoderze sprz enia zwrotnego ię ęż ze wzgl du na bardzo dobre wła ciwo ci korekcyjne kodu, Autorzy zaproponoę ś ś -wane przez siebie kody nazwali TURBO-KODAMI.

Na rys. 1 pokazano przykładowy koder kodu systematycznego. Ko-dem systematycznym nazywamy kod, w którym fragment ci gu wej cioą ś -wego pojawia si w ci gu wyj ciowym z kodera. Mo na to uzyskać powtaę ą ś ż

-rzaj c na jednej z pozycji słowa kodowego wychodz cego z kodera warto ćą ą ś bitu doprowadzanego do kodera.

+ +

ci gą wej ciowyś

ci gą zakodowany 1

2

Rys. 1. Przykładowy koder ci gu systematycznegoą

W przypadku du ego ż S/N, klasyczne splotowe kody niesystematycz-ne s lepsze od klasycznych kodów systematycznych. Przy małym ą S/N sy-tuacja jest odwrotna. Turbo-kody mog być lepsze od najlepszych kodówą niesystematycznych przy dowolnych S/N, w przypadku porównywania ko-dów o du ych sprawno ciach kodowania.ż ś

W klasycznym kodzie splotowym, jak na rys.1, powi zania statystyczą -ne w ci gu bitów wychodz cych z kodera rozci gaj si jedynie na obszarą ą ą ą ę równy iloczynowi liczby komórek rejestru przesuwnego kodera i liczby bi-tów wyj ciowych z kodera przypadaj cych na jeden bit wej ciowy. W kodeś ą ś -rach rekursywnych stosowane sprz enie zwrotne rozszerza obszar powięż ą-za statystycznych mi dzy bitami teoretycznie na cały strumie wyj cioń ę ń ś -wy..

Podstawowy blok składowy kodera turbo-kodu jest pokazany na rys.2.

Rys. 2. Podstawowy blok kodera

Jak widać z rys. 2, z bloku wychodz dwa ci gi bitów: ci g ą ą ą Xk, b d cyę ą powtórzeniem ci gu doprowadzanego do kodera ą dk, i rekursywny ci g sploą -towy Yk.

Koder turbo-kodu składa si z dwóch takich bloków poł czonych rówę ą -nolegle poprzez lini opó niaj c ę ź ą ą L1 i układ przeplotu, jak to pokazuje rys. 3.

. . . . +

+

d k

+

Yk Xk

a k

Rys. 3. Pełny schemat kodera

Koder turbo-kodu wykorzystuje te ide kodów dziurkowanych, toż ę jest takich z których systematycznie usuwa si cz ć bitów wyj ciowych.ę ęś ś Dzi ki dziurkowaniu kolejno ć bitów wyj ciowych z kodera w cz sto rozpaę ś ś ę -trywanej wersji turbo-kodu wygl da nast puj co:ą ę ą

,...

, , , ,

, _{1,1 2 2,1 3 1,2 2,2}

1 Y X Y X Y Y

X (1)

Stosowanie układu wymazywania pozwala uzyskiwać sprawno ć koś -dowania Rk = 12 , wobec sprawno ci układu bez dziurkowania wynosz cejś ą

13

k =

R , bez istotnego pogarszania jako ci transmisji.ś

. . . . +

+

d k

+

Y

2

k

X ^k

. . . . +

+

Linia

Dans le document fs fh fp.cz. (Page 66-72)