UNIVERSITÉ DE SHERBROOKE
Faculté de génie
Département de génie électrique et de génie informatique
STABILISATION DE LA CHAINE
D'ACQUISITION ANALOGIQUE DU
SCANNER LABPET
TM
II
Mémoire de maîtrise
Spécialité : génie électrique
Maher BENHOURIA
Jury : Réjean FONTAINE (directeur)
Cetin AKTIK
Yves BÉRUBÉ-LAUZIÈRE
À mes chers parents, à ma soeur, et à mon frère
RÉSUMÉ
A n d'étudier le fonctionnement des organes, les chercheurs utilisent l'imagerie médicale pour faire des observations d'une façon non invasive. Parmi les techniques d'imagerie les plus utilisées, on cite la tomographie d'émission par positrons (TEP)qui permet d'obtenir des informations fonctionnelles et métaboliques et la tomodensitométrie (TDM)qui fournit des informations sur l'anatomie.
Le LabPET II est un scanner bimodal combinant les techniques TEP et TDM. Il est dé-veloppé par le Centre d'Imagerie Moléculaire de Sherbrooke (CIMS)et le Groupe de Re-cherche en Appareillage Médical de Sherbrooke (GRAMS), et dispose de plusieurs fonction-nalités innovantes qui le rendent unique dans sa résolution spatiale et sa qualité d'image. Il est également le premier scanner à intégrer totalement les modes TEP et TDM sur les mêmes détecteurs et dans un même système électronique. Ceci se fait grâce à un module détecteur composé d'une matrice de 64 cristaux scintillateurs couplés à 64 photodiodes à avalanche. L'acquisition des signaux se fait par un circuit intégré dédié composé de 64 canaux d'acquisition analogiques et d'un processeur numérique pour le traitement des données.
Les travaux de ce projet ont pour but de réviser le circuit intégré à application spéci que (ASIC)incluant la chaine d'acquisition et de stabiliser son fonctionnement, a n d'amélio-rer les performances du scanner dans les deux modes TEP et TDM. Ceci a été eectué à travers la conception de nouveaux circuits analogiques et la modi cation des circuits actuels. Des interventions ont été faites sur diérents composants de l'ASIC. Au niveau du canal analogique, des modi cations ont été apportées sur les sous-circuits, d'une part pour améliorer le taux de réjection de l'alimentation et ainsi baisser le niveau de bruit, et d'autre part pour augmenter les marges de stabilité et éliminer le risque d'oscillation à gain élevé. Au niveau des circuits auxiliaires de l'ASIC, le circuit de transmission dié-retielle basse-tension (LVDS)a été révisé pour corriger des défaillances constatées sur les versions précédentes et de nouvelles références de tension ont été conçues pour remplacer les sources précédentes qui souraient d'instabilités face aux variations de la température et des paramètres du processus de fabrication.
Ces travaux ont d'abord été validés par une série de simulations, puis un permier circuit intégré comportant une partie des modi cations a été fabriqué avec la technologie CMOS 0, 18 μm de la Taiwan Semiconductor Manufacturing Company (TSMC). Ceci a permis de valider un premier lot de révisions et de faire des tests poussés avant de procéder à la mise à jour nale de l'ASIC. Une fois fonctionnel, ce circuit pourra fonctionner d'une façon stable dans les deux modes d'imagerie TEP et TDM et permettera ainsi de réaliser un premier prototype d'un scanner bimodal totalement intégré.
Mots-clés : Tomographie d'émission par positrons (TEP), Tomodensitométrie (TDM), Bimodalité, CMOS 0, 18 μm, Taux de réjection de l'alimentation (PSRR), Bandgap, Stabilité
REMERCIEMENTS
Je tiens d'abord à remercier mon directeur de recherche, le professeur Réjean Fontaine, pour sa con ance, son soutien et ses conseils tout au long de mes travaux de recherche au GRAMS. Il a toujours su valoriser mes travaux et ses encouragements m'ont beaucoup aidé à avancer. Je tiens à remercier également le professeur Jean-François Pratte qui n'a jamais hésité à partager son expertise et ses idées pour m'aider à résoudre des problèmes d'électronique analogique. Je remercie de même le professeur Roger Lecompte, directeur du CIMS pour sa disponiblité et pour les précieux commentaires qu'il présente lors des réunions régulières du groupe.
J'aimerais exprimer toute ma gratitude aux membres du jury qui me font l'honneur de lire et d'évaluer ce mémoire de maîtrise.
Je voudrais ensuite remercier les professionnels du GRAMS, spécialement Konin Calliste Koua, Louis Arpin et Caroline Paulin, qui m'ont toujours soutenu et ont toujours su répondre à mes questions depuis mon premier stage au sein du groupe en 2014. Je veux aussi remercier les étudiants Haithem Bouziri et Mohamed Walid Ben Attouch qui font partie de l'équipe de conception de l'ASIC LabPETTMII et qui m'ont fourni tout le support
nécessaire pour la compréhension du fonctionnement du circuit.
J'adresse également mes remerciements à tous autres membres du GRAMS et du CIMS et je voudrais par la même occasion les féliciter pour leurs compétences et pour les prix qu'ils remportent chaque année lors de compétitions internationales.
Finalement, mes remerciements les plus chaleureux vont à mes chers parents Chaker et Monia, à ma soeur Inès et à mon frère Mounir. Malgré la distance, ils ont contribué énormément à l'élaboration de ce projet de maîtrise à travers leurs appels quotidiens et leur soutien dans les périodes les plus di ciles. Je remercie également tous mes amis au Québec, en Tunisie et aux quatre coins du monde pour leurs précieux encouragements tout au long de mon cursus académique.
Un grand Merci à toutes et tous.
TABLE DES MATIÈRES
1 INTRODUCTION 1
1.1 Mise en contexte . . . 1
1.1.1 L'imagerie médicale . . . 1
1.1.2 Le projet LabPETTM II . . . . 3
1.1.3 Les circuits intégrés . . . 4
1.2 Projet de rech erch e . . . 4
1.2.1 Problématique . . . 4 1.2.2 Question de recherche . . . 5 1.2.3 Objectifs . . . 6 1.3 Plan du document . . . 6 2 THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM 7 2.1 Introduction . . . 7 2.2 La TEP . . . 7 2.2.1 Principe de fonctionnement . . . 7 2.3 La TDM . . . 9 2.3.1 Principe de fonctionnement . . . 10 2.3.2 La bimodalité TEP/TDM . . . 11 2.4 Critères de performance . . . 12 2.4.1 Résolution spatiale . . . 12
2.4.2 E cacité de détection (sensibilité) . . . 13
2.4.3 Résolution en énergie . . . 13
2.4.4 Résolution en temps . . . 14
2.5 Conclusion . . . 15
3 SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM 17 3.1 Introduction . . . 17
3.2 Scintillateurs . . . 17
3.3 Systèmes basés sur des tubes photomultiplicateurs . . . 18
3.4 Systèmes basés sur des photodiodes à avalanche . . . 19
3.4.1 Description . . . 19
3.5 Le scanner LabPETTM II . . . 20
3.5.1 Description . . . 21
3.5.2 Module de détection LabPETTM II . . . 21
3.5.3 Architecture du scanner LabPETTM II . . . 22
3.5.4 Electronique frontale . . . 22
3.6 Conclusion . . . 27
4 CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ 29 4.1 Introduction . . . 29
4.2 Identi cation des problèmes . . . 29 v
vi TABLE DES MATIÈRES
4.2.1 Tests réalisés en laboratoire . . . 29
4.2.2 Simulations . . . 33
4.3 Conception des blocs du circuit . . . 39
4.3.1 Conception d'une source bandgap . . . 39
4.3.2 Amélioration du taux de réjection de l'alimentation . . . 45
4.3.3 Stabilisation du transmetteur LVDS . . . 48
4.4 Conclusion . . . 51
5 TESTS ET RÉSULTATS 53 5.1 Introduction . . . 53
5.2 Résultats obtenus par simulation . . . 53
5.2.1 Source de tension bandgap . . . 53
5.2.2 Taux de réjection de l'alimentation . . . 55
5.2.3 Transmetteur LVDS . . . 56
5.3 Résultats expérimentaux . . . 57
5.3.1 Fabrication et banc de test . . . 57
5.3.2 Taux de réjection de l'alimentation . . . 60
5.3.3 Transmetteur LVDS . . . 61
5.4 Conclusion . . . 61
6 DISCUSSION 63 6.1 Simulations et mesures : di cultés rencontrées . . . 63
6.2 Evaluation des améliorations . . . 65
6.3 Améliorations futures . . . 67
7 CONCLUSION 69
LISTE DES FIGURES
1.1 Premier cliché réalisé grâce aux rayons X [NASA, 2011]. . . 2
1.2 Le scanner LabPETTM. . . . 3
1.3 Premier circuit intégré réalisé en 1958 [TI, 2008]. . . 4
2.1 Principe de fonctionnement de la TEP. . . 8
2.2 Coïncidences en TEP [Badawi, 1999]. . . 9
2.3 Principe de fonctionnement de la TDM. . . 10
2.4 Bimodalité TEP/TDM [Cook, 2004]. . . 11
2.5 Architecture d'un scanner TEP/TDM. . . 12
2.6 Calcul de la résolution en énergie [Ermis, 2012]. . . 13
2.7 Courbe de la résolution en temps. . . 14
3.1 Courbe de génération d'un scintillateur [Gundacker, 2013]. . . 18
3.2 Structure d'un tube photomultiplicateur [CUA, 2013]. . . 19
3.3 Structure d'une photodiode P-I-N [Paschotta, R., 2008]. . . 20
3.4 Détecteur LabPETTM II [Bergeron, 2015b]. . . 21
3.5 Architecture du scanner LabPETTM II [Njejimana, 2013]. . . 22
3.6 Diagramme de l'ASIC LabPETTM II [Arpin, 2012]. . . 23
3.7 Architecture d'un canal d'acquisition LabPETTM II [Arpin, 2011]. . . 23
3.8 Architecture du CSP. . . 24
3.9 Circuit de compensation pôle-zéro. . . 25
3.10 Architecture du ltre de mise en forme CR-RC. . . 25
3.11 Architecture du circuit BLH [Panier, 2014]. . . 26
4.1 Carte de test BT-CIMS. . . 29
4.2 Oscillations observées sur la sortie de test de la carte CIMS. . . 30
4.3 Architecture du banc de test des Daughter Board. . . 31
4.4 Références de tension présentes dans l'ASIC LabPETTM II. . . 34
4.5 Taux de réjection de l'alimentation du canal LabPETTM II. . . 35
4.6 Entrées de la polarisation dans le préampli cateur de courant. . . 36
4.7 Boucles d'ampli cations du canal LabPETTM II. . . 37
4.8 Circuit pour la simulation AC. . . 37
4.9 Simulation du transmetteur LVDS. . . 39
4.10 Comportement d'une source bandgap [Lee, 2004]. . . 40
4.11 Source bandgap proposée par Paul Brokaw [Brokaw, 1974]. . . 41
4.12 Architecture bandgap retenue [Allen, 2002]. . . 42
4.13 Dessin des masques de la référence bandgap. . . 44
4.14 Architecture du nouveau bloc des références de tension. . . 45
4.15 Circuit de polarisation du transistor M4. . . 46
4.16 Nouveau dessin des masques du circuit de polarisation. . . 47
4.17 Amélioration du dessin des masques des circuits de polarisation. . . 48
4.18 Transmetteur LVDS du LabPETTM II. . . 48
viii LISTE DES FIGURES
4.19 Nouvelle référence de tension du transmetteur LVDS. . . 49
4.20 Ancienne (a) et nouvelle (b) architectures du transmetteur LVDS. . . 50
4.21 Nouveau dessin des masques du transmetteur LVDS. . . 51
5.1 Variation de la tension de sortie de la référence bandgap. . . 54
5.2 PSRR du canal analogique avant et après modi cation. . . 55
5.3 Réponse du nouveau transmetteur LVDS à une rampe d'alimentation. . . . 56
5.4 Diagramme de l'oeil du transmetteur LVDS à 1 Gbps. . . 57
5.5 Banc de test CIMS. . . 58
5.6 Banc de test Daughter Board. . . 59
5.7 Ocillations observées à la sortie des canaux de test du FE4. . . 61
6.1 Comparaison entre BSIM3, BSIM4 (gauche) et test réel (droite). . . 64
6.2 Circuit permettant l'estimation de l'énergie en TDM. . . 67
LISTE DES TABLEAUX
4.1 Résultats des tests sur les ASIC LabPETTM II FE3. . . 32
4.2 Niveaux de tensions générées par les sources de l'ASIC avec des tempéra-tures entre 0 ◦C et 100 ◦C. . . 35
4.3 Simulations AC de l'ASIC LabPETTM II FE3. . . 38
4.4 Spéci cations de la référence bandgap. . . 40
4.5 Comportement des sources de courant par rapport à une source idéale. . . 46
4.6 Types des MOSCap utilisées dans les circuits de polarisation. . . 47
5.1 Niveaux de tensions générées à partir de la source bandgap. . . 54
5.2 Comparaison du bruit entre les versions FE3 et FE4. . . 60
6.1 Améliorations eectuées sur l'ASIC LabPETTM II. . . 65
LISTE DES ACRONYMES
Acronyme Dé nition
3IT Institut Interdisciplinaire d'Innovation Technologique AC Courant alternatif (Alternative Current)
ASIC Circuit intégré à application spéci que (Application Speci c Inte-grated Circuit)
BLH Circuit de maintien de la tension de base (BaseLine Holder) BSIM Modèle IGFET à canal-court de Berkeley (Berkeley Short-channel
IGFET Model)
CIMS Centre d'Imagerie Moléculaire de Sherbrooke
CMC Société Canadienne de Micro-électronique (Canadian Microelectro-nics Corporation)
CMOS Semiconducteur à oxyde de métal complémentaire (Complementary Metal Oxide Semiconductor)
CSP Préampli cateur de charge (Charge Sensitive Preampli er)
DAC Convertisseur numérique-analogique (Digital to Analog Converter) DC Courant continu (Direct Current)
DIBL Abaissement de la barrière induit par le drain (Drain-Induced Bar-rier Lowering)
FF Rapide-rapide (Fast-Fast)
FPGA Matrice de portes programmables (Field-Programmable Gate Array )
FS Rapide-lent (Fast-Slow)
GRAMS Groupe de Recherche en Appareillage Médical de Sherbrooke LOR Ligne de réponse (Line Of Response)
LVDS Signal diérentiel à bas voltage (Low Voltage Dierential Signaling) MIMCAP Capacité métal-isolant-métal (Metal-Insulator-Metal Capacitor MOS Semiconducteur à oxyde de métal (Metal Oxide Semiconductor) PDA Photodiode à avalanche
SF Lent-rapide (Slow-Slow) SS Lent-lent (Slow-Slow) TDM Tomodensitométrie
TEP Tomographie d'émission par positrons T-o-T Temps au-dessus d'un seuil
TPM Tube photomultiplicateur
TSMC Taiwan Semiconductor Manufacturing Company USB Bus universel en série (Universal Serial Bus)
VCT AT Tension complémentaire à la température absolue (Complementary To Absolute Temperature Voltage)
VP T AT Tension proportionnelle à la température absolue (Proportional To Absolute Temperature Voltage)
CHAPITRE 1
INTRODUCTION
1.1 Mise en contexte
1.1.1 L'imagerie médicale
La technologie ne cesse d'envahir notre quotidien et nous en dépendons de plus en plus avec toutes les innovations qui apparaissent chaque jour. Ces innovations concernent non seulement les objets personnels, qui sont parfois des accessoires de luxe, mais aussi des domaines critiques comme la production de l'énergie et les communications. En eet, la technologie fournit à la fois le confort et les besoins essentiels à l'humanité.
Parmi les domaines qui ont pro té de l'évolution technologique, on peut citer la médecine. Aujourd'hui, on utilise de plus en plus d'appareils électroniques pour la détection et le traitement des maladies au lieu des méthodes conventionnelles. Le scanner médical est l'un des dispositifs devenus essentiels et présents dans la majorité des hôpitaux et des centres de recherche. En eet, c'est un dispositif technologique qui permet de faire des observations sur la structure anatomique interne des organes vivants et sur leur fonctionnement d'une manière non invasive, et ceci a n d'identi er une anomalie, étudier l'eet d'un traitement ou faire des recherches précliniques.
L'histoire de l'imagerie médicale a commencé en 1895 avec la découverte des rayons X par Wilhelm Röntgen. Ce dernier a constaté que ces rayons invisibles traversent plus ou moins la matière, en fonction de l'épaisseur et de la densité de celle-ci. Il a ainsi photographié la main son épouse Anna Bertha vers la n de l'année 1895 [Brown, 1996], et ce cliché fut la première radiographie de l'histoire de l'humanité ( gure 1.1).
Depuis, les techniques d'imagerie ont évolué rapidement et aujourd'hui on peut les classer dans trois catégories principales selon leur principe de fonctionnement :
L'échographie est basée sur l'utilisation des ultrasons. En eet, lorsqu'on envoie des ondes sonores à travers un organe, ces ondes sont ré échies diéremment en fonction de la densité du tissu traversé. Ainsi, en étudiant l'amplitude et la phase de cette onde ré échie, on peut avoir des informations sur la strucutre interne de l'organe.
2 CHAPITRE 1. INTRODUCTION L'imagerie par émission consiste à étudier les ondes émises par l'organe à analyser. Généralement ces ondes sont obtenues grâce à des substances injectées au sujet avant l'examen et dont la distribution dépend de la nature du tissus.
L'imagerie par transmission consiste à faire traverser l'organe étudié par un faisceau d'ondes externe. L'absorption de ces ondes dière d'un tissus à un autre, ainsi, en analysant les ondes transmises, on obtient une image qui décrit la structure interne de l'organe.
Figure 1.1 Premier cliché réalisé grâce aux rayons X [NASA, 2011]. On peut aussi classer ces techniques selon la nature des images obtenues.
L'imagerie structurelle donne des informations sur la structure anatomique du sujet, telles que l'emplacement des os ou la taille d'un organe.
L'imagerie fonctionnelle donne des informations sur la fonction d'un organe telles que le métabolisme du glucose ou l'activité cérébrale.
Aujourd'hui, le nombre de scanners médicaux installés ne cesse d'augmenter, non seule-ment dans les hôpitaux mais aussi dans les centres de recherche pré-clinique ou on retrouve de plus en plus de scanners pour petits animaux.
1.1. MISE EN CONTEXTE 3
1.1.2 Le projet LabPET
TMII
En 1994, des recherches à l'Université de Sherbrooke ont abouti à l'implémentation du SherbrookePET, le premier scanner TEP utilisant des photodiodes à avalanche comme détecteurs [Lecomte, 1996]. Une dizaine d'années plus tard, le GRAMS et le CIMS ont lancé le projet LabPETTMvisant à améliorer les performances de ce scanner grâce à la
conception d'une électronique de traitement plus élaborée.
Ainsi le scanner LabPETTM( gure 1.2), un scanner médical destiné à la recherche
pré-clinique sur les petits animaux, a été commercialisé vers la n des années 2000. Il s'est distingué par sa capacité à traiter en parallèle les données en temps réel [Fontaine, 2009].
Figure 1.2 Le scanner LabPETTM.
En 2008, le CIMS a développé de nouveaux modules de détecteurs qui permettent d'at-teindre des performances encore meilleures, surtout en terme de résolution spatiale. Dans ce contexte, le projet LabPETTM II a été initié. Il vise à concevoir le premier scanner
bimodal TEP/TDM performant et totalement hybride, utilisant les mêmes détecteurs et la même chaine d'acquisition pour les deux modes [Tetrault, 2008]. Depuis, les travaux de recherche ont avancé considérablement. Dans ce projet, on s'intéresse à l'un des compo-sants clés de ce scanner qui est le circuit intégré permettant l'acquisition des signaux et leur traitement.
4 CHAPITRE 1. INTRODUCTION
1.1.3 Les circuits intégrés
Les circuits intégrés sont des composants électroniques fabriqués sur une tranche de se-miconducteur et permettant de réaliser des fonctions plus ou mois complexes. Le premier circuit intégré a été fabriqué en 1958 par l'ingénieur américain Jack Kilby [Perry, 1988]. Il avait introduit le concept de faire des connexions métalliques entre des transistors fabriqués sur une même portion de silicium ( gure 1.3).
Figure 1.3 Premier circuit intégré réalisé en 1958 [TI, 2008].
Cette technologie a évolué rapidement par la suite et aujourd'hui, les puces électroniques contiennent des dizaines de millions de transistors par millimètre carré [Mack, 2011]. Elles sont classées en plusieurs familles selon leurs fonctions et sont fabriquées par un large nombre de compagnies de composants électroniques.
Dans certains cas, on rencontre des circuits intégrés à application spéci que (ASIC) qui sont conçus et optimisés pour réaliser des fonctions dédiées sur mesure. Ceci est le cas de l'ASIC LabPETTM II qui consiste en un circuit intégré mixte avec une partie analogique
pour l'acquisition et l'ampli cation des signaux et une partie numérique pour le traitement de ceux-ci en temps réel.
1.2 Projet de recherche
1.2.1 Problématique
Ce projet s'inscrit dans le cadre de la conception du scanner bimodal LabPETTM II, et
1.2. PROJET DE RECHERCHE 5 L'ASIC actuel du LabPETTM II a été optimisé pour la mesure de l'énergie en mode TEP
avec la méthode du temps au-dessus d'un seuil (time over threshold ). En TDM, la T-o-T n'a pas encore été validée et on utilise seulement du comptage de photons, ce qui n'est pasoptimal pour avoir une bonne résolution en énergie.
De plus, l'énergie d'un évènement TEP est diérente de celle d'un évènement TDM. En eet, en mode TEP, l'énergie d'un évènement est de l'ordre de 511 keV, mais en mode TDM, l'énergie ne dépasse pasles120 keV, ce qui rend l'acquisition beaucoup plusaectée par le bruit. Comme on vise un fonctionnement bimodal avec lesmêmesdétecteurset la même électronique, il faut implémenter descircuitsayant certainescaractéristiquesqui peuvent être contrôléespar l'utilisateur pour pouvoir varier le gain par exemple, et avoir de bonnesperformancesdanslesdeux modesTEP et TDM.
Aussi, il faut noter que l'ASIC du LabPETTM II est composé de 64 canaux parallèles
d'acquisition, et que chacun de ces canaux est composé d'une série de blocs d'ampli cation et de ltrage. Cette chaine contient un gain ajustable qui peut devenir très élevé en mode TDM et amener à des instabilités. Ceci dégrade les performances du scanner et rend l'ASIC inutilisable dans certains cas. Il faut également considérer que les canaux partagent plusieurscircuitscommunsrépartissur une grande surface. Ceci favorise l'interaction entre lescanaux et peut créer desinstabilitéssystémiques, sansoublier lesproblèmesde diaphonie qui peuvent saturer lescanaux ou lesamener à osciller.
En n, l'ASIC fera partie d'un scanner complet destiné à la recherche préclinique sur de petitsanimaux. La taille desanneaux de cesscannersest souvent réduite et on se retrouve face à des contraintes sévères d'espace et de puissance électrique, vu que chaque scanner est doté d'au moins une centaine de circuits intégrés.
1.2.2 Question de recherche
Cette problématique nous conduit à poser la question de recherche suivante, à laquelle on doit répondre dans le cadre du présent projet de maîtrise :
Comment améliorer les performances du scanner LabPETTM II tout en considérant les
contraintes sur l'espace, puisque la taille et la position des plots d'interconnexion d'un ASIC doivent demeurer les mêmes, et sur la consommation électrique de l'ASIC qui ne doit pas augmenter de plus de 5% par rapport au circuit actuel, a n d'aboutir à un système bimodal fonctionnel qui pourra pousser les limites de la recherche préclinique sur les petits animaux ?
6 CHAPITRE 1. INTRODUCTION
1.2.3 Objectifs
Pour répondre à cette question, les objectifs suivants sont visés par les travaux de re-cherche :
- Identi er les problèmes du taux de réjection de l'alimentation dans les diérents sous-circuits et les corriger.
- Véri er la stabilité de chacun des sous-circuits et du canal au complet. - Véri er le dessin des masques de l'ASIC et corriger les anomalies éventuelles. - Véri er le fonctionnement des circuits auxiliaires de l'ASIC.
1.3 Plan du document
Ce mémoire est composé de 7 chapitres. Ce premier chapitre a permis de mettre en contexte les travaux de recherche. Le deuxième chapitre s'intéressera à la théorie de la TEP et de la TDM a n de présenter les aspects qu'il faudra considérer lors de l'élaboration d'un scanner médical. Ensuite, dans le troisième chapitre, on introduit les principes de l'acquisition des signaux en imagerie médicale puis on présente le scanner LabPETTM II en décrivant son
architecture électronique.
Puis, trois chapitres sont consacrés à la présentation du projet de recherche. On présente la conception des diérents circuits dans le chapitre 4, les tests et les résultats dans le chapitre 5, et en n une discussion de ces résultats et des performances atteintes dans le chapitre 6.
CHAPITRE 2
THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM
2.1 Introduction
Les scanners TEP et TDM se basent sur une multitude de phénomènes physiques. Dans ce chapitre, on présente des notions de base sur le principe de fonctionnement de ces deux modes d'imagerie et sur les critères considérés lors de l'évaluation des performances d'un système TEP ou TDM.
2.2 La TEP
La tomographie d'émission par positrons (TEP) est une technique d'imagerie moléculaire fonctionnelle par émission utilisée depuis la n des années 1950 [Portnow, 2013]. Elle permet d'obtenir des images tridimensionnelles représentant l'activité métabolique des organes vivants et ceci grâce à l'observation de la distribution d'un traceur radioactif injecté préalablement [Lecomte, 2004].
2.2.1 Principe de fonctionnement
La TEP repose sur l'injection d'un radiotraceur synthétisé en fonction de la nature du phénomène qu'on veut observer. En eet, ce traceur est basé sur une molécule spéci que dont l'un des atomes a été remplacé par un isotope instable [Cherry, 2003]. Cet isotope subira par la suite une désintégration d'un proton, qui dans notre cas, donnera naissance à un positron (β+) selon la réaction suivante :
proton+ → neutron(n) + β++ neutrino(ν) + energie
À la désintégration, le positron dispose d'une énergie cinétique qui lui permet de parcourir une distance pouvant atteindre quelques millimètres avant de s'annihiler avec un électron du milieu, ce qui donne naissance à deux photons d'annihilation émis pratiquement dans la même direction mais dans deux sens opposés (avec un angle de 180◦± 0, 25◦). L'énergie de
chacun de ces deux photons vaut exactement 511 keV chacun (photons γ), correspondant à l'énergie d'un électron au repos. Cette énergie n'est autre que la masse des deux particules qui se sont annihilées ( gure 2.1).
8 CHAPITRE 2. THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM
Figure 2.1 Principe de fonctionnement de la TEP.
Ainsi, en détectant ces photons d'annihilation, on peut localiser dans un anneau de détec-teurs, le lieu de la désintégration et donc la zone du corps ou de l'organe où s'est métabolisé le radiotraceur [Lecomte, 2002][Dreuille, 2002].
Détection et coïncidences
A n de détecter les photons issus d'une désintégration, un scanner TEP est doté d'un en-semble d'anneaux de détecteurs disposés autour de l'organe à analyser. Chaque détecteur est composé d'un cristal scintillateur qui a pour rôle d'arrêter les photons γ et de convertir l'énergie des photons en lumière. Cette lumière est ensuite captée par un photodétecteur spéci que qui dière d'un scanner à un autre.
La localisation d'une désintégration se fait par une détection en coïncidence de deux photons d'annihilation dans une fenêtre de temps déterminée [Turkington, 2011]. Toutefois, il existe plusieurs types de coïncidences qui dépendent de la trajectoire suivie par chaque photon avant d'atteindre le détecteur ( gure 2.2) :
- Coïncidence vraie : les deux photons sont issus d'une même désintégration. Ce type de coïncidence permet de tracer une ligne de réponse (LOR) pour situer la désinté-gration et reconstruire par la suite une image de la distribution du radio-traceur. - Coïncidence fortuite : les deux photons se situent dans une même fenêtre temporelle,
mais sont issus de deux désintégrations diérentes qui se sont produites quasi simul-tanément. Ceci ajoute du bruit à l'image reconstruite, car aucune désintégration ne se trouve réellement sur la ligne de réponse que le système enregistre.
2.3. LA TDM 9 - Coïncidence diusée : les deux photons sont issus de la même désintégration, sauf que l'un d'eux a été dévié par une collision Compton. Ceci induit aussi des erreurs lors de la reconstruction de l'image.
On peut parler aussi d'évènement unique (ou "single") lorsqu'un seul évènement est dé-tecté, son jumeau étant probablement sorti du champ couvert par les détecteurs du scan-ner.
Plusieurs techniques et algorithmes sont utilisés dans les scanners récents a n de ltrer le plus possible les coïncidences fortuites et diusées et de ne retenir que les coïncidences vraies dans le but de minimiser le bruit sur l'image reconstruite [Cheng, 2011].
Figure 2.2 Coïncidences en TEP [Badawi, 1999].
2.3 La TDM
La tomodensitométrie (TDM) est une technique d'imagerie structurelle par transmission qui repose sur l'utilisation des rayons X, découverts depuis plus d'un siècle.
Contrairement à la TEP, cette technique permet d'obtenir des images décrivant l'anatomie d'un organe, ceci en faisant traverser des rayons X dans l'organe et en analysant par la suite l'absorption de ces rayons en fonction de la région.
Les premiers scanners TDM ont fait leur apparition au début des années 1970, lorsque des ingénieurs ont pu pro ter de l'avènement des ordinateurs dans les laboratoires pour faire des images anatomiques du cerveau humain [Yang, 2000]. Aujourd'hui, on compte plus de 30 000 scanners TDM installés partout à travers le monde [Imaginis, 2012].
10 CHAPITRE 2. THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM
2.3.1 Principe de fonctionnement
Un scan TDM se fait en utilisant une source à rayons X combinée à une série de détecteurs, l'ensemble est mis en rotation autour de l'organe à analyser. La source émet un ux de rayons X avec une certaine plage d'énergie déterminée (en général entre 20 keV et 120 keV), ces rayons passent à travers l'organe et leur atténuation est mesurée par les détecteurs ( gure 2.3).
Figure 2.3 Principe de fonctionnement de la TDM.
Ce processus est répété autant de fois que nécessaire en faisant translater le corps suivant l'axe de rotation de l'ensemble source-détecteurs, jusqu'à obtenir toutes les informations pour obtenir une image 3D complète.
L'atténuation des rayons X peut être mesurée principalement par deux méthodes : La première consiste à intégrer les charges générées suite à l'interaction des photons avec le détecteur ; cette méthode est la plus répandue, mais nécessite une durée de scan plus longue pour avoir une image avec assez de contraste.
La deuxième méthode consiste à compter les photons individuellement et éventuellement mesurer leur énergie ; cette méthode permet de mieux ltrer le bruit et d'obtenir ainsi de bonnes images en un minimum de temps, mais nécessite une électronique complexe et rapide pour le traitement des signaux [Goldman, 2007] [Lundqvist, 2001].
2.3. LA TDM 11
2.3.2 La bimodalité TEP/TDM
La TEP donne des images illustrant d'une manière assez précise le fonctionnement d'un organe et permettant ainsi de détecter les anomalies ou les tumeurs éventuelles. Cependant, il est parfois di cile de localiser une tumeur, surtout quand elle n'est répandue que sur quelques millimètres. Pour remédier à ce problème, on faisait par le passé subir au patient un examen TDM juste après l'examen TEP a n d'avoir des informations structurelles permettant de compléter l'information fonctionnelle ( gure 2.4).
Figure 2.4 Bimodalité TEP/TDM [Cook, 2004].
Cette opération donnait des résultats assez utiles, mais qui ne sont jamais assez précis puisque le patient devait se déplacer entre deux appareils diérents.
Depuis quelques années, des scanners TEP intègrent en plus un module TDM qui permet de superposer l'information fonctionnelle et la structure anatomique avec un algorithme, pour obtenir une seule image bimodale de l'organe [Beyer, 2000]. Dans ces scanners, les deux modules TEP et TDM sont matériellement indépendants [Townsend, 2008]. Chacun dispose de ses propres détecteurs et de sa propre électronique d'acquisition, ce qui n'est pas optimal, car il pourrait y avoir des imprécisions dues au déplacement du patient entre les deux anneaux de détection ( gure 2.5).
Certains chercheurs étudient donc aujourd'hui la possibilité de fusionner ces deux modules d'imagerie dans un seul système utilisant les mêmes détecteurs et la même électronique. C'est le cas du projet LabPETTM II sur lequel travaillent les équipes du GRAMS et du
12 CHAPITRE 2. THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM
Figure 2.5 Architecture d'un scanner TEP/TDM.
2.4 Critères de performance
Dans ce paragraphe, nous allons résumer les principaux critères dé nis dans la littérature permettant d'évaluer les performances d'un scanner TEP/TDM et la qualité des images obtenues. Parmi ces critères nommons la résolution spatiale, l'e cacité de détection, la résolution en énergie et la résolution en temps [Cherry, 2003].
2.4.1 Résolution spatiale
La résolution spatiale permet de quanti er la capacité d'un système de détection à distin-guer deux points séparés d'une certaine distance. Dans un scanner, la résolution spatiale agit sur la qualité de l'image reconstruite et sur la précision avec laquelle on peut situer une tumeur ou autre structure.
En TEP, la résolution spatiale est donnée par l'équation suivante [Moses, 1993] :
R = a ×
(d2)2+ (0.0022D)2+ r2+ b2 (2.1)
Avec :
- a un facteur qui dépend de l'algorithme de reconstruction, - d la longueur du cristal scintillateur,
2.4. CRITÈRES DE PERFORMANCE 13 - r la dimension eective de la source,
- b l'incertitude sur la position de l'évènement dans le détecteur.
2.4.2 E cacité de détection (sensibilité)
L'e cacité de détection ou la sensibilité exprime le rapport entre le nombre de coïnci-dences vraies détectées et le taux de radioactivité au niveau de la source. Ce critère agit directement sur la durée d'un scan, ou plus précisément sur le temps d'acquisition requis pour avoir une image acceptable.
L'e cacité de détection est in uencée par plusieurs paramètres reliés non seulement à la structure du scanner, tels que la géométrie des cristaux, mais aussi à l'électronique d'acquisition, notamment le temps mort de la chaine d'acquisition. En eet, il faut tou-jours penser à optimiser ces diérents éléments a n de détecter le maximum d'évènements possibles.
2.4.3 Résolution en énergie
La résolution en énergie permet de quanti er l'erreur dans l'énergie mesurée par rapport à l'énergie eective déposée dans le détecteur. Elle dépend de la nature du cristal scintillateur et du photodétecteur utilisés ainsi que de la chaine d'acquisition.
14 CHAPITRE 2. THÉORIE DE LA TEP ET DE LA TDM En eet, la quantité de lumière émise parle scintillateurpourune énergie donnée et la charge générée par la photodiode en fonction de la lumière incidente varient d'une façon aléatoire. Le bruit électronique de la chaine d'acquisition peut aussi induire des erreurs surles mesures.
L'énergie mesurée suit ainsi une distribution gaussienne, la résolution en énergie est dé- nie comme la largeurà mi-hauteurde cette gaussienne divisée parsa valeurmoyenne ( gure 2.6).
2.4.4 Résolution en temps
La résolution temporelle permet dans le cas d'un scanner TEP d'évaluer la précision avec laquelle le système est capable de situerun évènement dans le temps. Ceci est important, car une bonne précision permet de mieux sélectionner les coïncidences vraies en utilisant une fenêtre temporelle étroite ( gure 2.7).
Analytiquement, cette grandeur est exprimée par le rapport du bruit total du signal sur sa pente : σ(t) = σ(t)2bruit dV (t) dt (2.2)
2.5. CONCLUSION 15
2.5 Conclusion
Nous avons présenté dans ce qui précède des notions théoriques sur les modes d'imagerie TEP et TDM, nous pouvons donc commencer à présenter les techniques utilisées pour la détection et l'acquisition dans ces deux types de scanners.
CHAPITRE 3
SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM
3.1 Introduction
Les systèmes d'acquisition en imagerie médicale utilisent des détecteurs qui peuvent dié-rer par leurs structures et leurs principes de fonctionnement. Nous allons nous intéresser aux détecteurs dits à scintillation et plus précisément à deux types de photodétecteurs : les photodétecteurs à base de tubes photomultiplicateurs et ceux à base de photodiodes à avalanche. Dans ce chapitre nous allons présenter les caractéristiques de chaque type de photodétecteurs puis décrire le scanner LabPETTM II.
3.2 Scintillateurs
Le scintillateur présente une interface entre le photodétecteur et les photons de hautes éner-gies incidents. Il s'agit d'un cristal qui absorbe l'énergie de ces photons incidents (photons d'annihilation dans le cas de la TEP) pour les transformer en une quantité de lumière avec une longueur d'onde déterminée, généralement dans le domaine visible. Lorsque le rayon-nement incident intéragit avec le cristal, son énergie y est déposée et un grand nombre de molécules est excité. Ces molécules vont par la suite retourner à leur état fondamental en émettant des photons lumineux dont l'énergie est xe. Ainsi, le nombre de photons émis dépend de l'énergie du photon incident. Ce nombre est exprimé par l'équation suivante :
Nph = N0e−tτ (3.1)
Au moment où le scintillateur est excité, on observe une génération quasi-instantané d'un nombre N0 de photons. Ce nombre décroit ensuite avec une certaine constante de
dé-croissance τ puis tend vers zéro ( gure 3.1). La constante de dédé-croissance est spéci que à chaque type de scintillateur et constitue un critère important dans le choix de celui-ci. En eet, cette grandeur permet de caractériser le temps nécessaire pour que le cristal retourne à son état de repos [Nikl, 2006].
18 CHAPITRE 3. SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM
Figure 3.1 Courbe de génération d'un scintillateur [Gundacker, 2013].
Ainsi, plus la constante de décroissance est faible plus le taux de comptage du détecteur est élevé et permet d'éviter les empilements.
Deux autres critères sont à considérer :
- D'abord, la densité du cristal qui est enliendirect avec sonpouvoir d'arrêt et donc sa capacité à stopper les rayons incidents pour les convertir en lumière.
- Ensuite, le spectre d'émission qui doit être compatible avec le spectre d'absorption du photodétecteur a nde pouvoir convertir la lumière générée ensignal électrique.
3.3 Systèmes basés sur des tubes photomultiplicateurs
Untube photomultiplicateur est untube à électrons qui produit unsignal électrique aussitôt qu'il est frappé par des photons lumineux. Sa structure de base est présentée dans la gure 3.2. Il est constitué d'abord d'une photocathode qui arrête les photons lumineux et éjecte des électrons (appelés photoélectrons) grâce à une substance photo-émettrice. Ces photoélectrons sont multipliés par une série de dynodes entre lesquelles est appliqué unchamp électrique assez puissant pour arracher des électrons.
3.4. SYSTÈMES BASÉS SUR DES PHOTODIODES À AVALANCHE 19
Figure3.2 Structured'un tubephotomultiplicateur [CUA, 2013].
Ceci résulte en un certain gain et on obtient à la sortie un signal électrique facilement mesurable et proportionnel au nombre de photons ayant frappé la photocathode. Le facteur de multiplication est entre 3 et 6 par dynode, ce qui permet d'atteindre des gains de l'ordre de 107 [Hayashi, 1989].
Bien que les TPM soient utilisés dans la majorité des scanners TEP actuels, ils présentent des inconvénients liés à la tension d'opération requise, qui est généralement supérieure à 1 kV, et à leur sensibilité aux champs magnétiques. Le décodage de position requis pour ces photodétecteurs limite également leur résolution spatiale.
3.4 Systèmes basés sur des photodiodes à avalanche
3.4.1 Description
Unephotodiodeà avalancheest un composant semiconducteur qui transformeunequantité de lumière en un courant électrique proportionnel. On utilise généralement la structure P-I-N tel que présenté dans la gure 3.3.
La photodiodeest polariséeen inverseavec unediérencedepotentiel prochedesa ten-sion de claquage. Ainsi, les porteurs générés par lumière sont accélérés et leur énérgie est su sante pour libérer d'autres porteurs par une série de collisions. Ceci est appelé l'eet avalanche et permet d'obtenir un courant relativement important pour une faible excitation lumineuse [Streetman, 2009].
20 CHAPITRE 3. SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM
Figure 3.3 Structure d'une photodiode P-I-N [Paschotta, R., 2008].
Malgré leur gain relativement faible par rapport aux TPM (102 à 103 pour une PDA contre
106 à 107 pour un TPM), les photodiodes à avalanche sont de plus en plus utilisées pour
des applications nécessitant une bonne résolution spatiale, telles que les scanners pour petits animaux. En eet, les PDA peuvent être couplées individuellement à des cristaux de petite taille et le LabPETTM II est l'un des scanners qui utilisent cette technique.
3.5 Le scanner LabPET
TMII
Depuis plus d'une dizaine d'années, l'Université de Sherbrooke a développé son propre scanner TEP dédié à la recherche préclinique sur les petits animaux, le LabPET TM. Ce
scanner a apporté une multitude d'innovations au marché des scanners précliniques et s'est distingué par ses photodétecteurs basés sur des photodiodes à avalanche et par son électronique numérique fortement parallèle qui permet le traitement en temps réel. En 2008, de nouveaux détecteurs ont été développés au CIMS permettant l'acquisition des photons TEP et TDM. Le GRAMS et le CIMS ont donc lancé depuis le projet LabPETTM II, un scanner bimodal TEP/TDM avec des détecteurs et une chaine
3.5. LE SCANNER LABPETTM II 21
3.5.1 Description
Le LabPETTMII désigne la nouvelle génération de scanners développés au sein des
labora-toires de l'Université de Sherbrooke, succédant au LabPETTM. Il s'agit d'un scanner TEP
couplé à une modalité TDM native, destiné à la recherche préclinique, se distinguant par sa résolution spatiale submillimétrique. Le principal dé de ce projet est de pouvoir imager un organe par les deux modes TEP et TDM avecle même détecteur et la même chaine d'acquisition, ce qui permettrait de contourner certains problèmes d'alignement dans les scanners bimodaux classiques, puisque l'acquisition se fait par deux modules matérielle-ment indépendants dans ces derniers [Berard, 2008].
3.5.2 Module de détection LabPET
TMII
Le détecteur LabPETTM II est composé d'un scintillateur LYSO divisé en une matrice de
64 cristaux de 1,2 mm par 1,2 mm chacun. Ces cristaux sont couplés individuellement à 64 photodiodes à avalanche disposées en 2 matrices de 32 pixels chacune ( gure 3.4).
Figure 3.4 Détecteur LabPETTM II [Bergeron, 2015b].
Cette architecture permet d'atteindre une résolution spatiale submillimétrique estimée à 0,82 mm d'après les premiers tests [Bérard, 2009]. L'utilisation du LYSO permet d'avoir un détecteur bimodal puisque sa densité ore un bon pouvoir d'arrêt pour les photons TEP tout en ayant une constante de temps rapide pour permettre la détection des photons TDM avecun taux très élevé.
22 CHAPITRE 3. SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM
3.5.3 Architecture du scanner LabPET
TMII
L'architecture du scanner LabPETTM II comporte trois étages principaux : une carte
d'acquisition, un module de concentration des données et un module de coïncidences ( -gure 3.5).
La carte d'acquisition contenant l'électronique frontale se compose d'un ensemble d'ASICs contenant chacun 64 canaux d'acquisition indépendants. Ces ASICs sont liés via des lignes de transmission LVDS à un FPGA qui assure le multiplexage et l'envoi des données vers la carte hub.
La carte hub est aussi basée sur un FPGA qui permet d'appliquer certaines corrections sur les données reçues des ASICs avant de les transmettre à l'étage de détection des coïncidences [Njejimana, 2013].
Figure 3.5 Architecture du scanner LabPETTM II [Njejimana, 2013].
La carte des coïncidences constitue la dernière phase de traitement des données dans le scanner. Un premier module FPGA permet de trier les données avant de les envoyer à un deuxième module qui détermine les coïncidences vraies et transmet les données traitées à unordinateur.
3.5.4 Electronique frontale
L'électronique frontale du scanner LabPETTM II a été totalement intégrée dans un ASIC
composé de 64 canaux d'acquisition ainsi que d'un ensemble de circuits auxiliaires tels qu'ungénérateur de charges et uncapteur de température ( gure 3.6)[BenAttouch, 2012]. Il s'agit d'un circuit intégré mixte qui englobe à la fois des parties analogiques pour le traitement du signal TEP ou TDM et des circuits numériques pour le traitement et l'envoi des données.
3.5. LE SCANNER LABPETTM II 23
Figure 3.6 Diagramme de l'ASIC LabPETTM II [Arpin, 2012].
L'élément qui nous intéresse dans ce projet est la chaine d'acquisition analogique dont l'architecture est présentée dans la gure 3.7. Nous allons, dans ce qui suit, expliquer brièvement le rôle de chacun des sous blocs de la chaine.
24 CHAPITRE 3. SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM Préamli cateur de charge
Lorsqu'un évènement TEP ou TDM survient, la photodiodeà avalanchegénèreunecharge à l'entrée du canal d'acquisition. Le préampli cateur (charge sensitive preampli er - CSP) intègre cette charge pour délivrer à sa sortie une tension proportionnelle à l'énergie du photon incident. La gure3.8 présenteun schéma explicatif del'architecturedu CSP [Spieler, 2007].
Figure3.8 Architecturedu CSP.
Circuit de compensation pôle-zéro (PZ)
Lepréampli cateur dechargefonctionnegrâceà unecontre-réaction constituéepar une résistanceRf et une capacité Cf. Pour optimiser l'espace occupé par le circuit, on utilise un transistor comme résistance et ceci introduit une certaine non-linéarité sur le fonction-nement du canal provenant de la variation Vds aux bornes de ce transistor.
Le circuit de compensation pôle-zéro permet de remédier à ce problème en compensant le pôle créé par la contre-réaction sur le préampli cateur avec un zéro placé en dessus. Il permet aussi d'ampli er le signal à la sortie du CSP par un certain gain programmable. La gure3.9 présentel'architecturedecet étage. Il s'agit deN paires Mf -Cf connectées en parallèle.
Circuit de mise en forme
Cet étagepermet la miseen forme naledu signal TEP ou TDM avant depasser au traitement numérique, et ceci à travers trois fonctions principales.
D'abord, il s'agit d'un ltrepassebandequi sert à minimiser les bruits basseet haute fréquence.
3.5. LE SCANNER LABPETTM II 25
Figure 3.9 Circuit de compensation pôle-zéro.
Ensuite, ce circuit permet de xer le temps de montée des signaux à une même valeur indé-pendamment de l'amplitude de l'évènement, et aussi d'assurer le retour rapide au niveau DC a n d'éviter l'empilement et d'atteindre des taux de comptage élevés [De Geronimo, 2000b].
Dans le LabPETTM II, on a choisi d'utiliser un ltre CR-RC d'ordre 1 dont l'architecture
est présentée dans la gure 3.10. Ce choix a été retenu après l'évaluation par rapport à la résolution en temps et à la résolution en énergie de deux autres ltres : un semi-gaussien d'ordre 3 et un CR-RC d'ordre 2 [Bouziri, 2014].
Figure 3.10 Architecture du ltre de mise en forme CR-RC. Circuit de maintien de la tension de base
À la sortie de l'étage de mise en forme, le niveau DC du signal dépend de plusieurs paramètres tels que le courant de fuite des photodiodes qui dière d'un canal à un autre,
26 CHAPITRE 3. SYSTEMES D'ACQUISITION TEP ET TDM ce qui peut causer la saturation de certains circuits. Un circuit BLH est placé en contre-réaction autour du circuit de mise en forme a n de maintenir le niveau DC à la même valeur dans tous les canaux [De Geronimo, 2000a].
Il s'agit d'un ltre ultra-basse-fréquence qui permet de commander un transistor pour absorber les courants de fuite en excès ( gure 3.11).
Figure 3.11 Architecture du circuit BLH [Panier, 2014].
Comparateurs
A n de mesurer l'énergie d'un évènement, l'électronique frontale du LabPETTM II utilise
la méthode de mesure du temps au dessus d'un seuil (T-o-T). Elle consiste à comparer le signalà la sortie du canalanalogique à un seuilde tension xe. Un convertisseur temps numérique permet de mesurer le temps passé au-dessus de ce seuil qui sera ensuite tra-duit en une valeur d'énergie. Dans le LabPETTM II, on a choisi d'utiliser deux seuils de
tension ajustables, issus de deux convertisseurs numérique-analogique globaux à 8 bits et de deux DACs locaux à 3 bits, qui sont reliés à deux comparateurs. Il s'agit de la double T-o-T qui permet d'améliorer les performances du canal par rapport au bruit [Arpin, 2011]. Circuits numériques
La sortie des comparateurs est injectée dans un ensemble de circuits numériques qui consistent en des détecteurs de fronts et des registres qui permettent de mesurer les temps d'intersection avec une résolution de 312,5 ps.
3.6. CONCLUSION 27
3.6 Conclusion
Nous avons présenté dans ce chapitre une description brève de deux types de détecteurs ainsi que celle du scanner LabPETTM II qui est le cadre dans lequel s'inscrit le projet de
maîtrise. Le prochain chapitre s'intéressera plutôt à la présentation de quelques notions sur l'électronique analogique et plus précisément sur leur stabilité.
CHAPITRE 4
CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ
4.1 Introduction
Avant d'entamer l'étape de conception du circuit intégré, il est nécessaire d'eectuer une étude de l'ASIC actuel du LabPETTMII a n d'identi er les blocs problématiques.Dans ce
chapitre, nous allons présenter les tests et les simulations qui ont été réalisés sur la version ICFSHFE3 de l'ASIC puis décrire les diérents travaux de conception.
4.2 Identi cation des problèmes
4.2.1 Tests réalisés en laboratoire
Les premiers tests ont été réalisés dans les laboratoires de l'Institut Interdisciplinaire d'Innovation Technologique (3IT) en utilisant la carte de test BT-CIMS.Cette carte élec-tronique a été conçue par une équipe du GRAMS a n de tester et de caractériser les performances de l'ASIC LabPETTM II, vu que les cartes du scanner ne permettent pas de
faire ce type d'opérations.Son architecture est présentée dans la gure 4.1.
Figure 4.1 Carte de test BT-CIMS. 29
30 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ La carte comporte un seul module détecteur, composé d'un ASIC et d'un connecteur pour insérer l'ensemble cristal-PDA. L'ASIC est connecté par un lien LVDS à un circuit FPGA Spartan 6 qui assure l'interaction avec le monde extérieur. En eet, la carte se connecte par un câble USB à un ordinateur doté d'une application avec une interface graphique qui permet à l'utilisateur de con gurer l'ASIC et d'en extraire les données souhaitées. La carte comporte aussi tous les blocs auxiliaires nécessaires au fonctionnement de l'ASIC tels que les régulateurs de tension, les mémoires et les circuits de protection, ainsi que des connecteurs pour visualiser les signaux des sorties de test.
Oscillation en mode TDM
Un problème majeur a été constaté sur tous les circuits testés : lorsque l'ASIC est con guré pour opérer en mode TDM avec un gain plus ou moins élevé, le bloc d'ampli cation analogique devient instable et on observe des oscillations à la sortie des ltres de mise en forme de tous les canaux. En branchant la sortie du canal de test sur un oscilloscope, on peut observer l'allure de ces oscillations ( gure 4.2).
Figure 4.2 Oscillations observées sur la sortie de test de la carte CIMS.
Il s'agit d'une sinusoïde ayant une fréquence d'environ 5 MHz et dont l'amplitude varie entre 0,5 V et 1,4 V au dessus de la tension de base, dépendant du gain de la chaine. Ces observations demeurent les mêmes peu importe l'ASIC testé, avec ou sans détecteur. La chaine ne retrouve sa stabilité que si on baisse le gain d'une façon considérable.
Pour caractériser cette instabilité d'une façon plus précise, des mesures ont été faites sur l'ensemble des canaux d'un ASIC. Vu que chaque ASIC ne dispose que d'un seul canal de test, et qu'il est impossible d'observer le comportement du reste des canaux, il a fallu
4.2. IDENTIFICATION DES PROBLÈMES 31 élaborer une procédure de test basée sur les fonctionnalités oertes par le processeur numérique du circuit intégré.
D'abord, on con gure le seuil de comparaison T1 au niveau de tension minimum et on compte le nombre de fois que le signal à la sortie du ltre de mise en forme dépasse ce seuil en une seconde. Ensuite, on incrémente à chaque fois la valeur de T1 et on refait le même compte pour les 255 niveaux possibles. Ainsi on peut détecter la présence d'éventuelles oscillations et acquérir des informations sur leur fréquence et leur amplitude. En eet, si le signal dépasse un seuil X, N fois en une seconde, on peut conclure qu'il s'agit d'une oscillation à une fréquence N dont l'amplitude est supérieure ou égale à la valeur X. Ceci a été implémenté en une routine automatique faisant partie de l'interface graphique de test du LabPETTM II.
En utilisant cette méthode, des tests ont été eectués sur un ensemble de 4 circuits intégrés assemblés sur des cartes Daughter Board. C'est une carte électronique qui fait partie du scanner et sur laquelle sont soudés 2 circuits intégrés et une matrice de 128 photodiodes. Ceci permet non seulement de réduire le niveau de bruit par rapport à un ASIC soudé sur une carte CIMS, mais aussi de s'approcher au maximum de l'architecture d'un scanner réel. Le bancde test est présenté dans la gure 4.3.
Figure 4.3 Architecture du banc de test des Daughter Board. Le tableau 4.1 résume les résultats des tests les plus pertinents.
Ces résultats sont formulés dans les trois remarques suivantes :
1. Les performances varient considérablement d'un circuit à un autre et on constate des diérences entre les deux côtés d'un même ASIC. On peut donc conclure que les performances du canal analogique dépendent fortement du procédé de fabrication.
32 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ Tableau 4.1 Résultats des tests sur les ASIC LabPETTM II FE3.
Daughter
Board ASIC Mode Gain Observations
13Nov02DB3 M1 TEP Maximal - fonctionnement normal - signal bruité
CT Bas - ASIC fonctionnel - bruit acceptable
Typique - Canaux fonctionnels tant que les seuils de comparaison sont bas
- matrice droite bruitée
- des oscillations de 5 MHz apparaissent dès que les seuils de comparaisons sont hauts Maximal - tous les canaux sont saturés
- oscillations très bruités mais on peut dis-tinguer une fréquence d'environ 5 MHz M2 TEPMaximal - Fonctionnement normal
- signal bruité CT Bas - ASIC fonctionnel
- matrice gauche bruitée Typique - matrice gauche saturée
- matrice droite oscille si les seuils de com-paraison dépassent 500 mV
Maximal - tous les canaux sont saturés
- oscillations très bruités mais on peut dis-tinguer une fréquence d'environ 5 MHz 13Nov02DB4 M1 TEPMaximal - Fonctionnement normal
- signal bruité CT Bas - ASIC fonctionnel
- matrice droite bruitée Typique - matrice droite saturée
- la matrice droite oscille si les seuils de com-paraisons dépassent 900 mV
Maximal - tous les canaux sont saturés
- oscillations très bruités mais on peut dis-tinguer une fréquence d'environ 5 MHz M2 TEPMaximal - Fonctionnement normal / signal bruité
CT Bas - ASIC fonctionnel
- signal légèrement bruité Typique - ASIC fonctionnel
- quelques canaux oscillent si le seuil T1 est entre 800 mV et 900 mV
Maximal - tous les canaux sont saturés
- oscillations très bruités mais on peut dis-tinguer une fréquence d'environ 5 MHz
4.2. IDENTIFICATION DES PROBLÈMES 33 2. La stabilité du canal analogique dépend des valeurs des seuils de comparaison T1 et T2. En eet, ces seuils agissent sur l'impédance d'entrée du comparateur et donc sur la charge vue par le bloc de mise en forme. Ainsi, si cette charge diminue, le canal devient instable et le signal de sortie se met à osciller.
3. La stabilité dépend directement du gain du canal. Si on baisse ce gain, on pourrait opérer en mode TDM normalement. Avec certains circuits, le canal analogique est stable même pour des gains assez élevés.
Les trois points qu'on vient de citer seront pris en considération a n de bien choisir les scénarios à simuler par la suite, car des simulations avec des con gurations typiques ne vont probablement pas donner des résultats utiles.
Instabilité du transmetteur LVDS
Un autre problème a été constaté lors de la réalisation des tests précédents : certains ASIC fabriqués ne répondent pas aux requêtes envoyés à travers le lien LVDS. Une analyse détaillée a été eectuée et a permis de conclure que le lien LVDS ne fonctionne qu'une fois sur deux environ. Des mesures ont permis de constater l'absence de tension dans les pins des transmetteurs LVDS des circuits défectueux. Il a donc fallu véri er par simulation si l'architecture du transmetteur est valide.
4.2.2 Simulations
Des simulations détaillées ont été réalisées sur les diérents blocs du circuit intégré. Nous allons présenter dans ce qui suit les résultats les plus importants qui auront un impact direct sur le fonctionnement de l'ASIC LabPETTM II.
Références de tension
La majorité des blocs analogiques dans un circuit intégré utilisent des références de tension qui devraient générer des niveaux DC xes, indépendamment de la tension d'alimentation et de la température. Dans l'ASIC du LabPETTM II, on rencontre plusieurs exemples de
références de tension tels que la tension de base de la chaine ou les seuils de comparaison pour la T-o-T.
Toutes ces références utilisent une architecture du type bootstrap. Cette architecture est simple à implémenter, mais elle présente des inconvénients liés à sa stabilité par rapport aux variations de la température et du procédé de fabrication [Allen, 2002]. Nous allons présenter ici les simulations eectuées pour évaluer cette stabilité.
34 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ La gure 4.4 présente les diérentes références de tension de l'ASIC ainsi que leur rôle. Il faut noter que la majorité de ces circuits utilisent la même source bootstrap de 0,77 V pour générer d'autres niveaux diérents.
Figure 4.4 Références de tension présentes dans l'ASIC LabPETTM II.
Pour chacun de ces blocs, nous avons mesuré la tension de sortie en variant la température entre 0◦C et 100◦C avec les paramètres typiques du simulateur ainsi que les quatre cas
extrêmes des corners FF, FS, SF et SS. Les résultats sont résumés dans le tableau 4.2. La tension varie considérablement et on relève dans certains cas 200 mV. Il faudra donc penser à modi er ces circuits et opter vers une architecture plus stable et immunisée contre les variations de température et/ou du procédé de fabrication.
Taux de réjection de l'alimentation
La simulation du taux de réjection de l'alimentation a été eectuée en insérant une source AC en série avec le circuit d'alimentation puis en observant l'eet de cette source sur le fonctionnement de chacun des blocs de l'ASIC. Un diagramme présentant le gain AC appliqué par le canal analogique par rapport à cette source est présenté dans la gure 4.5.
4.2. IDENTIFICATION DES PROBLÈMES 35 Tableau 4.2 Niveaux de tensions générées par les sources de l'ASIC avec des températures entre 0 ◦C et 100 ◦C. Source TT FF FS SF SS Min Max 0,77 V PI 0,86 V 0,89 V 0,82 V 0,83 V 0,84 V 0,88 V 0,88 V 0,9 V 0,9 V 0,94 V 0,82 V 0,94 V 1,5 V PI 1,43 V 1,48 V 1,36 V 1,39 V 1,4 V 1,46 V 1,46 V 1,5 V 1,49 V 1,56 V 1,36 V 1,56 V 0,4 V BLH 0,43 V 0,45 V 0,41 V 0,42 V 0,42 V 0,44 V 0,44 V 0,45 V 0,45 V 0,47 V 0,41 V 0,47 V 0,29 V DAC 8bits 0,31 V 0,32 V 0,29 V 0,3 V 0,3 V 0,31 V 0,31 V 0,32 V 0,33 V 0,34 V 0,29 V 0,34 V 0,27 V DAC PI 0,3 V 0,31 V 0,28 V 0,29 V 0,29 V 0,31 V 0,31 V 0,32 V 0,32 V 0,33 V 0,28 V 0,33 V 0,63 V BLH CSP 0,67 V 0,7 V 0,64 V 0,65 V 0,66 V 0,69 V 0,69 V 0,71 V 0,7 V 0,74 V 0,64 V 0,74 V
36 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ On remarque qu'un bruit d'une fréquence proche de 5 MHz injecté par l'alimentation sera ampli éavec un gain de 45 dB. Cette observation semble avoir du sens puisque les fré-quences d'oscillation concordent. Une investigation plus approfondie a donc été eectuée. A n d'isoler la source de ce problème, nous avons choisi de remplacer chacun des sous blocs de la chaine par son modèle idéal, et d'observer à chaque fois l'eet de ce remplace-ment sur la courbe de la gure 4.5. Ainsi, nous avons pu identi er le bloc responsable de cette instabilité, qui est le préampli cateur de courant, et plus précisément son circuit de polarisation.
L'architecture du circuit en question est présentée dans la gure 4.6. Le signal à l'entrée du préampli cateur est relativement faible. Si les transistors ne sont pas polarisés d'une manière stable, on peut constater des déformations considérables sur ce signal après son ampli cation à travers le canal. Ce circuit devra donc être modi éa n de corriger le problème.
Figure 4.6 Entrées de la polarisation dans le préampli cateur de courant.
Stabilité du circuit d'ampli cation
La chaine analogique du LabPETTM II est constituée d'une série d'ampli cateurs et de
contre-réactions ( gure 4.7). Une analyse de la stabilité s'avère donc indispensable a n de s'assurer que la chaine pourra fonctionner avec les diérents niveaux de gain sans se mettre à osciller.
4.2. IDENTIFICATION DES PROBLÈMES 37
Figure 4.7 Boucles d'ampli cations du canal LabPETTM II.
Pour chacune des boucles, nous avons réalisé des simulations AC et tracé les diagrammes de Bode pour la con guration typique ainsi que pour les cas extrêmes. En eet, il faut considérer la variation des marges de stabilité par rapport au gain de la chaine, à la température et au procédé de fabrication.
La méthode utilisée pour cette simulation est présentée dans la gure 4.8. On ouvre la boucle de rétroaction puis on insère une inductance d'une valeur de 1 GH pour assurer le maintien du même point d'opération DC. Un condensateur Cin permet de modéliser la
capacité vue par la rétroaction. Sur l'entrée, on insère une source de tension ltrée par une capacité de 1 F pour injecter seulement une tension AC.
Figure 4.8 Circuit pour la simulation AC.
Le tableau 4.3 présente un résumé des principaux résultats de la simulation de chacun des sous-blocs du canal avec les conditions de test suivantes :
38 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ - Le modèle de calcul utilisé est le BSIM4.
- Lescircuitssont simulésà l'intérieur du canal analogique. - Le courant de fuite est xé à 25 nA.
- la température est variée entre 20◦C et 100◦C.
Tableau 4.3 SimulationsAC de l'ASIC LabPETTM II FE3.
Boucle Mode Résultats
1 TEP - Marge de phase de 85◦ en mode typique
- Cette marge prend desvaleursentre 82◦ et 86◦
en variant la température et lescorners TDM - Résultats quasi-identiques au mode TEP 2 TEP - Marge de phase de 85◦ en mode typique
- Cette marge prend desvaleursentre 77◦ et 87◦
en variant la température et lescorners
- Lesrésultatsvarient peu par rapport au gain de la chaine
TDM - Résultats quasi-identiques au mode TEP 3 TEP - Marge de phase de 78◦ en mode typique
- Une marge de 102◦ avec un gain maximal
- En variant la température et lescorners, la marge de phase varie entre 73◦ et 80◦
TDM Marge de phase de 117◦ en mode typique, 99◦ avec
un gain maximal
- En variant la température et lescorners, la marge de phase varie entre 110◦ et 120◦
Aucun problème n'a été constaté lors de ces simulations, les marges de stabilité restent acceptablesavec touteslescon gurationssimulées. On peut donc conclure que lesboucles d'ampli cation sont stables et que le problème d'oscillation n'est pas causé par une insta-bilité du système.
Fonctionnement du transmetteur LVDS
Comme le circuit transmetteur LVDS a déjà été simulé et validé plusieurs fois, nous avons donc pensé à ajouter une contrainte à la simulation pour identi er les causes des problèmes rencontrés sur les ASIC fabriqués. En eet, la simulation a été lancée avec une tension
4.3. CONCEPTION DES BLOCS DU CIRCUIT 39 d'alimentation initialement nulle et qui passe à1,8 V avec une rampe sur 10μs. Le résultat est présenté dans la gure 4.9. On remarque que la tension de sortie du récepteur LVDS reste nulle. Il faut donc apporter des modi cations pour que le circuit arrive àdémarrer et pour que son seul point de stabilité soit à900 mV.
Il faut aussi mentionner que la tension mesurée àla sortie du circuit àtravers une résistance de 100 Ω est égale à900 mV ± 230 mV. Le transmetteur délivre donc une puissance de 4,6 mW, bien supérieure àla valeur de 3,5 mW spéci ée dans le standard LVDS.
Figure 4.9 Simulation du transmetteur LVDS.
4.3 Conception des blocs du circuit
Une fois les problèmes identi és, des modi cations ont été apportées sur le circuit intégré LabPETTM II a n de stabiliser son fonctionnement. Dans ce qui suit, nous allons exposer
les travaux eectués.
4.3.1 Conception d'une source bandgap
A n de remédier au problème de l'instabilité des références de tension, nous avons opté vers la conception d'une source de tension de type bandgap, une architecture connue pour sa faible sensibilité par rapport àla température et aux variations de la tension d'alimen-tation.
40 CHAPITRE 4. CONCEPTION DU CIRCUIT INTÉGRÉ Spéci cations
Avant d'entamer la conception,il faut s'assurer de bien dé nir les spéci cations qui sont liées non seulement aux performances attendues,mais aussi aux contraintes imposées par les circuits déjà présents sur l'ASIC LabPETTMII. En eet,les sources bandgap sont basées
sur des transistors bipolaires qui sont généralement gourmands en puissance et occupent un espace relativement grand sur le dessin des masques,comparativement aux circuits MOS. Le tableau 4.4 résume ces spéci cations.
Tableau 4.4 Spéci cations de la référence bandgap. Technologie CMOSP18 - 0,18 μm Tension d'entrée 1,8 V Tension de sortie 1,2 V Dimensions du dessin des masques 100 μm × 100 μm max Puissance 50 μW max Principe de fonctionnement
Une référence de tension bandgap se base sur le principe d'additionner deux grandeurs qui ont un comportement opposé face aux variations de la température. Ces grandeurs sont généralement appelées dans la littérature tension proportionnelle à la température absolue (VP T AT) et tension complémentaire à la température absolue (VCT AT) [Lee,2004].
Tel que présenté sur la gure 4.10,la tension VP T AT augmente linéairement en fonction
de la température,tandis que VCT AT diminue avec la même pente. La somme de ces deux
tensions n'est autre que la référence Vout qui sera indépendante de la température.
4.3. CONCEPTION DES BLOCS DU CIRCUIT 41 Le premier circuit bandgap a été élaboré par Paul Brokawen 1974, il est présenté dans la gure 4.11.
La tension VP T AT est obtenue grâce à une paire de transistors bipolaires dans lesquels on
injecte des courants équilibrés par un miroir MOS. Dans chacun de ces deux transitors, la tension VBE s'écrit :
VBE = Vtln(Ic
Is)
Ainsi, on obtient :
ΔVBE = Vtln(JJc2c1)
Cette tension augmente proportionnellement à la température, puisque : Vt = kT
q
D'autre part, la tension VCT AT n'est autre que la tension VBE du transistor Q1, qui diminue
en fonction de la température.
Figure 4.11 Source bandgap proposée par Paul Brokaw[Brokaw, 1974]. La valeur VREF obtenue à la sortie du circuit est :
VREF = VEB1+ R2
R1Vtln(K)
où R1 et R2 sont ajustés a n d'obtenir l'équilibre souhaité [Brokaw, 1974].
Dans les circuits réels, les courbes VP T AT et VCT AT ne sont pas linéaires et il est parfois
