4.2 Validation expérimentale de la faisabilité des constituants de la chaine de conversion et des différents modèles
4.2.4 Validation fréquentielle du couplage des inductances en vue de réduire les perturbations de mode différentiel sur le
Dans les paragraphes précédents, consacrés à l'étude des convertisseurs se basant sur une brique commune: l'onduleur à QZS, nous avons pu voir que le couplage magnétique des inductances permet de supprimer les ondulations sur le courant d'entrée, côté DC, ce qui permet de réduire la masse et le volume du filtre de mode différentiel tout en respectant les normes aéronautiques. Cependant, si d'un point de vue temporel, les ondulations du courant d'entrée côté DC semblent effectivement bien atténuées, qu’en est-il d'un point de vue fréquentiel ? Le couplage magnétique permet-il de respecter le gabarit fréquentiel imposé par la norme ?
Pour répondre à ces interrogations, nous avons réalisé une validation expérimentale du couplage magnétique en analysant le spectre fréquentiel du courant d'entrée de convertisseur. Cette validation a été réalisée par deux moyens différents, le premier a été d'utiliser un analyseur de spectre contenant un Réseau Stabilisateur d' Impédance de Ligne (RSIL) interne pour la mesure. La seconde méthode est celle préconisée par la norme aéronautique DO160, en utilisant deux pinces de courant pour mesurer les perturbations de mode commun et les perturbations de mode différentiel. Nous verrons que les deux méthodes donnent le même résultat.
La Figure 4-48 présente dans sa globalité le premier montage mis en œuvre. Nous pouvons y voir l'analyseur de spectre PMM7000 contenant un RSIL interne permettant une mesure sur la plage de fréquence 150kHz-30MHz, avec réseau d'impédance 50Ω/50µH. Toutes les masses sont reliées entre elles et connectées à un plan de masse métallique.
(20 / ) 1(5 / ) 2(5 / ) 3(5 / ) ) 1(20 / ) 2(20 / ) ) ) ) (20 / ) 3(20 / )
Figure 4-48 Mise en œuvre expérimentale: analyse du spectre du courant d'entrée pour le convertisseur QZS DC/DC à l'aide d'un RSIL
La source DC de la Figure 4-49 est créée à partir du réseau EDF, elle est constituée d'un transformateur d'isolement en cascade avec un redresseur double alternance, avec un filtre de sortie puis avec un filtre SCHAFFNER FN2080-10-06 [181] (Figure 4-49 de droite).
Figure 4-49 Détails de la source DC protégée
De même que pour la source DC, chaque équipement de mesure est connecté sur une triplette avec une alimentation protégée par un filtre CEM SCHAFFNER FN2080-3-06 [181] relié à la masse du système comme en témoigne la Figure 4-50.
Figure 4-50 Immunisation des instruments de mesures vis à vis des perturbations environnantes
Ces précautions permettent de s'immuniser vis-à-vis des perturbations extérieures et être sûrs que nous mesurons bien les perturbations créées par notre système uniquement. De plus, nous avons placé ce banc de tests dans un lieu muni
Analyseur
de spectre
PMM 7000
Source DC 100V protégée
Alim.
drivers
QZS DC/DC Charge R GBF
RSIL interne pour
la mesure
par la présence des panneaux métalliques.
Une fois que ces précautions ont été prises, il est possible de réaliser les premières mesures à l'aide de l'IHM fournie par le fabricant de l'analyseur de spectre. Au travers de cette interface, il est possible de choisir un gabarit de norme. Or, seules des normes IEC sont disponibles car elles préconisent de faire la mesure à l'aide d'un RSIL normalisé contrairement à la DO160. C'est pourquoi nous avons fait le choix d'avoir la mesure brute sans gabarit fréquentiel. Avec l'utilisation de cette version d'analyseur de spectre, il n'est pas possible de dissocier le mode différentiel et le mode commun, seulement une mesure des perturbations conduites est proposée.
L'équipement testé ici est le convertisseur QZS DC/DC avec couplage magnétique des inductances, la fréquence de découpage est de 20kHz, la charge est une résistance monophasée et la tension de source DC est de 100V. Une première visualisation sur un oscilloscope permet de voir sur la Figure 4-51, la Figure 4-52 et la Figure 4-53 les perturbations CEM et de noter que le temps de montée en tension est de l'ordre de 100 ns. Nous nous attendons alors à avoir une raie de perturbation à
� =�× = , selon la théorie de la CEM [15], [182]–[184].
Figure 4-51 Perturbation électromagnétique à la commutation
Figure 4-52 Tension aux bornes du MOSFET lors de l'armoçage
Figure 4-53 Tension aux bornes du MOSFET lors du blocage
Figure 4-54 Résultat expérimental du spectre du courant d'entrée obtenu à l'aide de l'analyseur de spectre PMM7000
Norme DO
1/πτr = 1/π100ns = 3,2MHz
Temps de montée=100ns
Gain (dBµA)
Sur cette figure, nous retrouvons d'abord deux raies, une à moins de 2MHz et une autre à environ 4MHz, ce qui correspond aux temps de montée et de descente qui ne sont pas identiques. En effet, en regardant la Figure 4-52 et la Figure 4-53, nous remarquons que nous avons un temps de montée en tension d'environ 180ns et un temps de descente de l'ordre de 80ns, ce qui donne:
= � = � × = , = � = � × = ,
Ces valeurs correspondent à ce que l'expérience nous rapporte. Il est aussi possible de remarquer que nous n'avons pas de raie multiple de 20kHz qui serait due au découpage, c'est donc que le couplage magnétique a effectivement bien supprimé les harmoniques de découpage.
Cependant, il ne nous est pas possible de conclure que le mode différentiel est supprimé. Nous pouvons penser que les raies autour de 3MHz sont des perturbations de mode commun car elles sont dues aux temps de montée et descente des tensions/courants à la commutation des interrupteurs. Or, nous avons fortement déséquilibré, d’un point de vue topologique, le convertisseur par l'ajout de cette partie QZS, il se produit alors un phénomène de conversion et de couplage des modes à haute-fréquence, c'est-à-dire qu'une partie des perturbations de mode commun peut se convertir en perturbation de mode différentiel et se retrouver sur le courant d'entrée, et inversement. C'est pourquoi, à ce stade, nous ne pouvons pas dire que le couplage magnétique supprime le mode différentiel mais seulement que ce couplage magnétique supprime les harmoniques de découpage.
C'est pourquoi en adoptant la méthode de mesure des deux pinces de courant préconisée dans la DO160, il est possible de tracer le spectre de perturbations de mode commun et le spectre de perturbations de mode différentiel.
Figure 4-55 Mesure du courant de mode communs selon la norme DO160F
Figure 4-56 Mesure du courant de mode différentiel selon la norme DO160F
Sur le banc de test déjà présenté, nous ajoutons deux pinces de courant connectées comme le montrent la Figure 4-55 et la Figure 4-56. Les pinces de courant utilisées sont des sondes à effet Hall de type Tektronix TCP312A avec un amplificateur TCPA300 ayant une bande passante de 100MHz, 30ADC. Nous récupérons sur l'oscilloscope les fichiers de points de mesure, ce qui nous permet de tracer uniquement le spectre de perturbations de mode différentiel sur la Figure 4-57 conformément au montage de la Figure 4-56.
C1 = C2 =20µF L1 = 300µH L2 = M = 200µH vL1(t) iL1(t) vC1(t) vL2(t) vC2(t) iC2(t) iC1(t) iL2(t) VDC Ich(t) R iL1– iN =2 iMC iN(t) Vdc = 100V fdec = 20kHz vL1(t) iL1(t) vC1(t) vL2(t) vC2(t) iC2(t) iC1(t) iL2(t) VDC iN(t) iL1 + iN =2 iMD C1 = C2 =20µF L1 = 300µH L2 = M = 200µH Vdc = 100V fdec = 20kHz R
Figure 4-57 Spectre du courant de mode différentiel en entrée du convertisseur avec couplage magnétique des inductances et
Sur le spectre des perturbations de mode différentiel de la Figure 4-57, nous retrouvons une enveloppe similaire à celle déjà observée lors de la mesure avec l'analyseur de spectre (Figure 4-54). C'est-à-dire que nous avons toujours les deux raies autour de 3MHz qui sont effectivement bien du mode différentiel mais résultant d’une conversion de mode commun car le convertisseur est déséquilibré. Nous retrouvons aussi la suppression des harmoniques de découpage sur ce courant d'entrée. Afin de mieux apprécier cette suppression, nous réalisons la mesure du courant dans le second bobinage ( ) qui présente des oscillations dues au découpage, la forme temporelle du courant d'entrée devient alors la Figure 4-58.
Figure 4-58 Courant dans l'inductance avec oscillations
Par une décomposition en série de Fourier, nous traçons le spectre de ce courant qui est présenté sur la Figure 4-59.
Figure 4-59 Spectre du courant dans l'inductance
Sur le spectre du courant de la Figure 4-59, nous retrouvons bien les raies dues aux harmoniques de découpage, à savoir 40Hz, 80kHz, 120kHz, .... Ces raies, avec un niveau de l'ordre de 100dB, sont absentes du spectre du courant d'entrée où les pics les plus élevés sont autour de 60dB.
Les raies autour de 3MHz (Figure 4-57) ne permettent pas de dire que le couplage magnétique suffit pour satisfaire la norme DO160 et supprimer le filtre de mode différentiel. Cependant, ce couplage réduit fortement sa taille car la
103 104 105 106 107 108 109 1010 -40 -20 0 20 40 60 80 100 2 4 6 8 10 12 14 16 18 -5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 103 104 105 106 107 108 109 1010 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 Fréquence (Hz) 1000Hz Gain (dBµA) 10dBµA/div 0 dB Fréquence (Hz) Gain (dBµA) 10dBµA/div 1000Hz 0 dB
topologique du convertisseur afin de ne pas avoir cette conversion de mode ou encore intégrer le filtre de mode commun en plus du filtre de mode différentiel pour aller vers un convertisseur à forte densité de puissance.