Réalisation et mesure de véhicules de test

3.5 Oscillateur en transmission

3.5.3 Réalisation et mesure de véhicules de test

Pour les tests de validation, un circuit a été conçu sur le modèle de l’amplificateur à polarisation de type « basse impédance » avec un coupleur de sortie, un filtre SAW de présélection des modes

40 m m 30 mm

amplificateur

filtre

résonateur

sortie

alimentation

Figure3.29 – Photographies de l’oscillateur réalisé dans un boîtier d’aluminium et de Teflon : à gauche, boîtier fermé et à droite, boîtier ouvert laissant apparaître la face supérieure du circuit imprimé, le coupleur de sortie de l’oscillateur étant sur la seconde face du circuit.

et un résonateur HBAR à base d’AlN/Saphir – dont la structure a été présentée précédemment – le tout sur un unique substrat RO4350B (dimensions 30x40 mm2_{) métallisé sur ses deux faces. Le}

circuit réalisé est placé entre un bloc d’aluminium et un bloc de Teflon, extrudés en leur centre tous les deux pour éviter d’appuyer sur les composants. L’ensemble est maintenu par 4 vis en chaque coin. Les oscillateurs réalisés sont photographiés en figure 3.29. Le coupleur de sortie est sur la seconde face du circuit.

La tension d’alimentation de l’amplificateur à transistor modifiant son gain et sa rotation de phase, nous constatons que l’oscillateur peut fonctionner sur deux modes de résonance de la réponse du HBAR en fonction de la tension d’alimentation, avec un saut de fréquence discontinu. Un mode à 2,339 GHz est obtenu pour une tension comprise entre 3,1 V et 3,3 V et un second mode à 2,349 GHz pour une tension comprise entre 3,2 V et 3,4 V. Pour éliminer ce phénomène si celui-ci devient problématique pour certaines applications, il sera nécessaire d’ajouter un régulateur sur l’alimentation permettant de fixer et d’éviter les fluctuations de tension. Les deux modes de chaque résonateur sont caractérisés en bruit de phase sur le banc de mesure Agilent E5052A.

En figure3.30, nous présentons les résultats de mesure de bruit de phase du mode à 2,339 GHz d’un des deux oscillateurs réalisés (oscillateur OscNi1 exploitant le résonateur SA669). L’une des mesures a été effectuée à FEMTO-ST et la seconde au centre DGA de Rennes avec deux bancs Agilent E5052A. La puissance de sortie de l’oscillateur est de -1 dBm dans chaque cas. Le bruit ramené par les alimentations, notamment les harmoniques du 50 Hz, est très marqué du fait de l’utilisation de l’amplificateur à polarisation basse impédance. Les mesures se superposent et nous pouvons constater un plancher de bruit situé entre −155 et −160 dBc.Hz−1_{. Nous remarquons}

également une pente en f−4 _{pour les fréquences proches de la porteuse, révélateur d’un bruit}

de marche aléatoire de fréquence, dont l’origine est peut-être l’auto-échauffement du système. La fréquence de Leeson semble comprise entre 100 et 130 kHz ce qui correspond à la valeur théorique

fL= 2,339·10

-200 -150 -100 -50 0 101 ₁₀2 ₁₀3 ₁₀4 ₁₀5 ₁₀6 ₁₀7 DGA FEMTO-ST L(f) [dBc/Hz] f [Hz] 1/f3 1/f4 bruit de l'alimentation -155 -160 fL

Figure_{3.30 – Bruit de phase de l’oscillateur exploitant le mode à 2,339 GHz du résonateur SA669} (OscNi1), mesuré à FEMTO-ST et au centre DGA de Rennes par un banc Agilent E5052A.

-200 -150 -100 -50 0 101 102 103 104 105 106 107 DGA FEMTO-ST L(f) [dBc/Hz] f [Hz] 1/f3 1/f4

Figure3.31 – Bruit de phase de l’oscillateur exploitant le mode à 2,349 GHz du résonateur SA613 (OscNi2), mesuré à FEMTO-ST et au centre DGA de Rennes par un banc Agilent E5052A.

En figure3.31, nous reportons les résultats de mesure de bruit de phase de l’oscillateur verrouillé sur le mode à 2,349 GHz (résonateur SA613). Cette fois, les deux mesures ne sont pas concordantes. Nous observons une pente en f−4_{uniquement sur une des deux mesures puis un écart de 5 dB entre}

les deux pentes en f−3_{. Il est possible que le point de fonctionnement ne soit pas identique pour}

chaque mesure, entraînant un écart qui, d’après la simulation, peut atteindre 10 dB sur la pente en f−3_{. Nous constatons également une remontée du plancher sur les deux mesures. En effet, la}

fréquence de Leeson théorique est de l’ordre de fL=2,349·10

2×11600 ≃ 100 kHz qui impliquerait un plan-

cher de bruit, obtenu de manière graphique, d’une valeur de −155 à −160 dBc.Hz−1_{contrairement}

à ce que nous observons ici.

Nous pouvons comparer les bruit de phases mesurés avec les résultats de simulation (figure3.32). La comparaison de la mesure avec les résultats de simulation pour un déphasage additionnel de 250˚dans la boucle fait ressortir un niveau de bruit en f−3 _{concordant entre théorie et expérience.}

Cependant, il n’est pas possible de connaître exactement le point de fonctionnement de l’oscillateur mesuré. Le bruit en f−3 _{déduit de la simulation peut varier de 10 à 20 dB pour les cas extrêmes}

à 1 kHz de la porteuse. La seconde remarque concerne le plancher de bruit. Une remontée du plancher de bruit de 12 dB est également visible sur le bruit de phase de l’oscillateur verrouillé sur le mode à 2,349 GHz, contrairement au mode à 2,339 GHz présenté en figure3.30. Il est possible que l’oscillateur soit verrouillé sur un point de fonctionnement au centre du pic de résonance présentant la dégradation due au sur-couplage.

-200 -150 -100 -50 0 101 102 103 104 105 106 107 L(f) [dBc/Hz] f [Hz] remontée du plancher 12 dB concordance sur le bruit en 1/f3

bruit de phase mesuré

bruit de phase simulé

Figure _{3.32 – Comparaison entre le bruit de phase mesuré à FEMTO-ST de l’oscillateur} « OscNi2 » verrouillé sur le mode à 2,349 GHz avec une remontée du bruit de phase observée en simulation (cf. figure3.28) et la simulation de l’oscillateur pour un déphasage dans la boucle de 250˚.

Nous mesurons, en sortie du coupleur, une puissance de 0 dBm. Nous pouvons en déduire que la puissance en entrée du coupleur est de 18 dBm (coupleur 1 :18). Le gain de l’amplificateur étant de 18 dB, nous estimons disposer d’une puissance de 0 dBm en entrée de l’amplificateur. Nous pouvons également faire le bilan des puissances : nous avons 5 dB de pertes pour le filtre SAW, 2 dB pour le coupleur (en voie directe) et les pertes d’insertion du résonateur s’avèrent de l’ordre de 10 dB soit un total des pertes de la boucle proche de 18 dB, en tenant compte des pertes non- quantifiées des pistes du circuit. Avec 1 dB de facteur de bruit de l’amplificateur, nous pouvons nous attendre à un palier de -173 dBc.Hz−1_{. Cependant, le résonateur n’est pas adapté à 50 Ω et}

l’adaptation entre le résonateur et l’amplificateur n’est certainement pas idéale, ce qui implique que la puissance en entrée de l’amplificateur peut être plus faible, expliquant par là l’incohérence entre le palier de bruit de phase mesuré et prévu théoriquement

Dans le document Électroniques dédiées à l'asservissement d'oscillateurs et à la mesure physique à l'aide de capteurs à ondes élastiques. (Page 97-101)