Présentation du transistor

S’il est possible de réaliser un oscillateur avec un amplificateur commercial dont le gain compense les pertes de la boucle, la simulation de son fonctionnement reste complexe. Un logiciel commercial, ADS d’Agilent a été utilisé pour la conception de l’oscillateur. Pour la simulation du bruit de phase d’un oscillateur, ce dernier a besoin du modèle non-linéaire de l’amplificateur. Sans ce modèle, il n’est pas possible de simuler le passage au régime saturé de l’amplificateur, établissant l’état stable du fonctionnement de l’oscillateur. Ce modèle n’est généralement pas fourni pour les amplificateurs commerciaux. Pour cette raison, nous avons préféré un montage à transistor dont le modèle non- linéaire est fourni par le fabricant.

Le transistor choisi pour le montage amplificateur est le BFP740 d’Infineon. Il a été choisi pour sa caractéristique de bruit à haute fréquence et son gain maximum théorique de 27 dB à 1,8 GHz. De plus, le fabricant fournit le schéma équivalent (comportant les éléments parasites du boîtier) et le modèle SPICE de son transistor. Le fabricant donne les caractéristiques de fonctionnement suivantes :

— transistor bipolaire à hétérojonction Silicium-Germanium,

— gain maximum stable de 27 dB à 1,8 GHz sur une charge adaptée (pour un transistor placé dans un circuit de test du fabricant avec un courant de collecteur Icde 25 mA et une tension

collecteur-émetteur VCE de 3V),

— gain théorique de 24,5 dB à 1,8 GHz et 13,5 dB à 6 GHz sur une charge 50 Ω (dans les mêmes conditions que précédemment),

— facteur de bruit de 0,5 dB à 1,8 GHz,

— possibilité d’application large bande (1 à 6 GHz).

Le choix du point de fonctionnement du transistor est guidé par les données du fabricant et également par la simulation DC du modèle du transistor. Pour faciliter la simulation et la com- préhension du fonctionnement du schéma de l’amplificateur, la charge sur l’émetteur du transistor

est supprimée afin de retrouver le cas d’un montage à émetteur commun (figure 3.5). En pratique, la réjection de l’énergie RF dans les lignes de polarisation sera effectuée par une inductance en substitution du composant théorique « DC_F eed » proposé par le logiciel. L’influence de cette inductance sur le point de fonctionnement et la réjection des perturbations RF dans les lignes de polarisation ont été simulées pour estimer les caractéristiques opérationnelles de l’amplificateur.

De même, la composante continue vue par la base et le collecteur est éliminée par l’ajout d’un condensateur en série en entrée et en sortie de notre montage afin de ne pas endommager les composants auxquels l’amplificateur sera connecté.

Figure_{3.5 – Schéma du montage à émetteur commun théorique.}

La stabilité, dans le cadre de l’étude d’éléments électroniques actifs, est un indicateur de l’im- munité d’un circuit à provoquer des oscillations parasites. Le facteur de stabilité K d’un circuit à deux ports, appelé également facteur de stabilité de Rollet en référence à l’auteur de [58], est défini par la relation suivante :

K =1 − |S11|

2

− |S22|2+ |∆S|2

2 · |S21· S12| (3.1)

avec les éléments de la matrice de paramètres S (cf. 1.3.1, p.31) S11, S12, S21 et S22 et son

déterminant ∆S = S11· S22− S12· S21. Les facteurs de stabilité dits géométriques3, notés dans

la littérature Mu1 et Mu2, ou encore Muload et Musource respectivement, permettent d’apporter

une information supplémentaire, sur l’étude de la stabilité d’un circuit à deux ports, par rapport au facteur K en différenciant les ports d’entrée et de sortie. Il est alors possible d’identifier une instabilité lorsque le circuit est vu de son entrée ou de sa sortie et ils sont définis par les relations :

Muload = 1 − |S 11|2 |S22− S11∗ · ∆S| + |S21· S12| (3.2) Musource = 1 − |S 22|2 |S11− S22∗ · ∆S| + |S21· S12| (3.3) avec S∗

11et S22∗ les complexes conjugués respectifs de S11et S22. Un amplificateur est alors considéré

comme inconditionnellement stable, c’est-à-dire sans condition sur l’impédance vu de l’entrée ou

3. La qualification de géométrique vient du fait qu’ils peuvent être retrouvés graphiquement comme la distance du centre de l’abaque de Smith au plus proche point considéré instable.

de la sortie par le circuit, sur une plage de fréquence donnée lorsque le facteur K ou le couple de facteurs Mu1 et Mu2 sont supérieurs à un sur cette plage de fréquence. En traçant les facteurs de

stabilité, calculés à partir de la simulation du montage à émetteur commun présenté précédemment, nous constatons que le circuit est considéré potentiellement instable en entrée comme en sortie (figure3.6). Une première solution pour stabiliser son comportement et éviter par là des oscillations parasites est d’effectuer une contre-réaction entre la base et le collecteur du transistor et d’adapter en impédance les deux ports de l’amplificateur.

0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1 500 1000 1500 2000 2500 3000

K

Mu

Mu

Figure_{3.6 – Coefficients de stabilité simulés du montage à émetteur commun théorique.}

Nous verrons en détail dans les points suivants les deux pistes pour tenter de stabiliser le transistor. En substance, nous avons d’abord tenté d’adapter à 50 Ω l’entrée et la sortie du montage et ajouté une contre-réaction de composants R, L et C. Nous verrons que cette approche permet de stabiliser le comportement du transistor mais uniquement dans une gamme de fonctionnement réduite. Une seconde approche consiste à découpler l’émetteur à l’aide de lignes micro-ruban. Les simulations ainsi que la réalisation pratique confirmeront la stabilisation inconditionnelle du dispositif pour la seconde approche. Nous verrons également que le type de polarisation (haute et basse impédances) influence le bruit de phase de l’amplificateur aussi bien en pratique qu’en simulation.