Implémentation de la voie à numérisation fine

L’implémentation de la BNF est donnée en Figure 4.12. On suppose que la fréquence du signal fort, donnée par la BNG, est déjà connue. Les signaux entrants sont amplifiés par un LNA et filtrés par un filtre de bande, qui permet de ne conserver que la bande de transmission. Un premier VCO, avec un premier mélangeur, transpose toute la bande en fréquence intermédiaire, de sorte que la fréquence du signal fort devienne égale à celle du filtre à encoche. Celui-ci, en atténuant le signal fort, permet de réduire la plage dynamique. Ensuite, le deuxième mélangeur termine la transposition en bande de base, puis les signaux sont numérisés et démodulés par le DSP. Les fréquences fOL1et fOL2des oscillateurs V CO1et V CO2sont déduites de la fréquence mesurée du signal fort :

fOL1 = fSs,RF− fcC B (4.4) fOL2 = fRF− fOL1 (4.5) Filtre à encoche (atténuation du signal fort) CAN (16 bits) DSP Filtre passe-bas (anti-repliement) VCO2 VCO1 Filtre de bande

Mélangeur Mélangeur Amplificateur

à gain variable Filtre

de bande LNA

FIGURE4.12 – Implémentation de la BNF. L’architecture utilise une fréquence intermédiaire variable après le premier mélangeur, qui permet d’atténuer le signal fort avec le filtre à encoche. Le deuxième mélangeur termine la transposition en bande de base, puis les signaux sont numérisés par le CAN. Ils sont enfin démodulés par le DSP.

Cela implique un certain délai entre l’apparition d’un signal fort, la mesure de sa fréquence et la reconfiguration des oscillateurs. Ce délai devra être minimisé, car entre le moment où le signal fort apparaît et le moment où les oscillateurs sont reconfigurés, les autres signaux plus faibles risquent d’être perdus. L’origine du délai vient principalement du temps de mesure de la fréquence : celle-ci étant réalisée par une FFT, un certain nombre d’échantillons du signal (avec le signal fort présent) est nécessaire. Le temps de reconfiguration des oscillateurs est négligeable devant le temps d’acquisition de ces échantillons. C’est donc sur l’implémentation de la FFT que les efforts devront être concentrés pour minimiser ce délai.

Pour implémenter le filtre à encoche, on considère que le signal fort n’est pas étalé, comme nous l’avons justifié précédemment. On estime sa largeur de canal à 50 kHz, ce qui est une valeur commune pour les signaux non étalés dans les réseaux de capteurs urbains [ETSI 11a]. On considère que les éventuels signaux de plus grande largeur de canal seront reçus avec une puissance inférieure à -34 dBm (puissance maximale reçue par la passerelle) et que donc la plage dynamique à absorber sera moindre. Une atténuation partielle, obtenue avec un filtre sous-dimensionné par rapport à la largeur du signal sera donc suffisante. On retient donc une largeur de bande coupée par le filtre à encoche de 50 kHz. Ce filtre affectera nécessairement les signaux situés dans les canaux adjacents : on doit donc prévoir une marge qui définit la largeur de bande affectée par le filtre. Les signaux présents dans cette bande ne seront pas nécessairement illisibles, mais ils seront tout de même impactés, ce qui revient à une

Chapitre 4. Réduction de plage dynamique avec une architecture à deux antennes

dégradation de leur Eb/N0(et donc de leur TEB). La bande impactée par le filtre est fixée à 150 kHz, ce qui correspond au canal de 50 kHz du signal fort et aux deux canaux adjacents.

Enfin, la fréquence centrale du filtre à encoche doit être choisie afin de faciliter l’implé-mentation du filtre. On peut quantifier la complexité de son implél’implé-mentation par son facteur de qualité Q, égal au rapport entre la fréquence centrale et la bande coupée. À largeur de bande coupée constante, ce facteur diminue avec la fréquence centrale. Celle-ci doit être choisie pour être la plus faible possible. La largeur de la bande de transmission étant de 8 MHz, on doit conserver en bande intermédiaire un espace fréquentiel suffisant pour effectuer après cela la transposition en bande de base. Lorsqu’on transpose un signal de fréquence f1avec un oscillateur de fréquence fOL, on obtient deux composantes de fréquences f1+ fOLet f1− fOL

dont l’une doit être éliminée par filtrage. En considérant une bande commençant à fI, on obtient après transposition deux bandes situées entre fI− fOL2et fI− fOL2+ 8 MHz et entre

fI+ fOL2et fI+ fOL2+ 8 MHz. Pour les séparer, on doit avoir : fI− fOL2+ 8 MHz ≤ fI+ fOL2

⇒ f_OL2 ≥ 4 MHz (4.6)

La bande intermédiaire doit donc commencer à au moins 4 MHz. Si on se place dans le pire des cas, le signal fort est situé à la plus haute fréquence dans la bande de transmission, soit fI+ 8 MHz. La fréquence centrale du filtre à encoche doit donc être au minimum de 12 MHz. La fréquence intermédiaire variera ainsi entre 4 MHz et 12 MHz, selon la fréquence du signal fort. Le facteur de qualité du filtre, dont nous avons minimisé la valeur de la fréquence centrale, est alors de :

Q = ^12.10 6

150.103= 80 (4.7)

Cette valeur de facteur de qualité de 80 étant raisonnable, on s’intéresse à la valeur des fré-quences devant être produites par les oscillateursV CO₁et V CO2. La fréquence intermédiaire variant entre 4 et 12 MHz, il en est de même pour la fréquence du deuxième VCO (puisqu’il effectue une transposition en bande de base). De (4.5), on obtient alors la plage de fréquence du premier VCO : si la bande de transmission en RF est à 868 MHz, le premier oscillateur doit donc avoir une fréquence fOL1comprise entre 856 et 864 MHz. Pour cette étude, le filtre utilisé est un filtre Butterworth. Nous ne proposons pas d’implémentation du filtre à encoche avec des composants réels : celle-ci constitue une perspective de travail.

On compare en simulation avec ADS les performances de cette branche de l’architecture avec une architecture à conversion directe classique. Un signal faible et un signal fort sont générés, tous deux modulés en BPSK, avec des largeurs de canal respectives de 200 kHz et de 50 kHz (valeurs couramment rencontrées en pratique). Le rapport de puissance Ss/Swentre les deux signaux est de 100 dB. Les signaux sont suffisamment éloignés fréquentiellement pour éviter toute influence du filtre à encoche sur le signal faible : la fréquence du signal faible et de 2 MHz, tandis que celle du signal fort est de 5 MHz. Le TEB du signal faible est simulé selon Eb/N0, et est utilisé pour comparer les performances de l’architecture à deux antennes et d’une architecture classique. Comme dans les chapitres précédents, Eb/N0est considéré sur le signal faible. La Figure 4.13 présente le TEB simulé avec l’architecture à deux antennes (ligne épaisse continue), avec une architecture à conversion directe classique (ligne discontinue) et

4.3. Implémentation de l’architecture 0 1 2 3 4 5 6 7 8 10⁻⁴ 10⁻³ 10⁻² 10⁻¹ 10⁰ E b/N 0 (dB) TEB

TEB simulé avec l’architecure à deux antennes TEB simulé avec une architecture classique TEB théorique (pour une modulation BPSK)

FIGURE4.13 – TEB simulé avec l’architecture proposée et avec une architecture à conversion directe classique. Le TEB est légèrement dégradé par la nouvelle architecture, mais reste du même ordre que celui simulé avec une architecture classique. Le TEB théorique est donné à titre indicatif.

le TEB théorique en fonction d’Eb/N0(ligne fine continue). La modulation utilisée étant une BPSK, le TEB théorique est donné par (erfc étant la fonction d’erreur complémentaire, définie en (3.4)) :

TEB =¹

2· erfc(^pEb/N0) (4.8)

La courbe du TEB théorique est donnée à titre indicatif, les performances de l’architec-ture à deux antennes devant être comparées à celle d’une architecl’architec-ture classique. On observe qu’avec une architecture classique, l’E_b/N₀est dégradé d’environ 0,5 dB. Cette valeur re-présente le décalage vers la droite de la courbe de l’architecture classique par rapport à la courbe théorique. Cette dégradation est due au bruit des circuits et aux imperfections des filtres. L’architecture à deux antennes dégrade l’E_b/N₀de 0,3 dB par rapport à l’architecture classique, ce qui est une dégradation très légère. L’implémentation de l’architecture à deux antennes est donc satisfaisante.

On a également simulé le TEB en fonction de la résolution du CAN, afin d’évaluer le nombre de bits de résolution économisés avec cette architecture. Sur la figure 4.14, on a représenté le TEB simulé en fonction de la résolution du CAN avec l’architecture à deux antennes (avec transposition en bande intermédiaire et filtrage du signal fort) et avec une architecture à conversion directe classique. Le filtre à encoche est dans un premier temps implémenté au moyens de deux filtres passe-bande, afin de valider le concept de l’architecture à deux antennes. Le rapport entre les signaux fort et faible est fixé à 100 dB, et Eb/N0est à 7 dB, en considérant le signal faible.

On observe que le palier de TEB est plus haut avec l’architecture à deux antennes, ce qui se justifie par les simulations précédentes, montrant que le TEB est légèrement dégradé avec la nouvelle architecture par rapport au TEB obtenu avec l’architecture classique. La transition entre la valeur de TEB de 0.5 et le palier final a lieu à une résolution plus basse d’environ 6 bits avec l’architecture à deux antennes : la transition a lieu vers 20 bits avec l’architecture classique, contre 14 bits avec celle proposée. L’efficacité de cette méthode pour réduire la

Chapitre 4. Réduction de plage dynamique avec une architecture à deux antennes 1 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21 23 25 10⁻³ 10⁻² 10⁻¹ 10⁰

Résolution du CAN (bits)

TEB

TEB simulé avec l’architecture à deux antennes

TEB simulé avec une architecture classique

FIGURE4.14 – TEB simulé selon la résolution du CAN avec l’architecture proposée et avec une architecture à conversion directe classique. Le palier final du TEB est légèrement dégradé par la nouvelle architecture, mais les signaux peuvent être numérisés avec une résolution plus faible.

résolution nécessaire du CAN est donc démontrée.