CHAPITRE II : ÉTUDES ET CONCEPTIONS D’O.C.T EN BANDE KU
6. O.C.T version VCO_A3X2
6.1. Description de la version VCO_A3X2
Cette version de l’O.C.T. utilise les blocs FP1, FP2, FP3 version 2 et FP4. C’est une version couplée, comme la version VCO_A1X2, à la différence près que le couplage n’est pas direct mais résistif. Les résultats attendus devraient être très proches de ceux de la version VCO_A1X2, si ce n’est que le couplage résistif va permettre d’obtenir un déphasage entre les deux signaux de sortie de l’O.C.T. en utilisant deux tensions de commandes différentes. La théorie du « beam-scanning » utilisant des O.C.T. couplés est détaillée dans [II-13], les résultats d’analyses sont présentés dans [II-14], [II-15] et [II-16]. Ceci consiste à établir un déphasage constant dans le réseau d’O.C.T., voir Figure II-79, ce déphasage constant Δφ entre chaque O.C.T. permet alors d’orienter le rayonnement du réseau d’antennes d’une quantité Θ définie dans (II-39).
Figure II-79 — Schéma simplifié d’un réseau de N O.C.T. couplés. Θ = − (� �
� )
(II-39)
Avec :
� la longueur d’onde
� le déphasage entre les O.C.T.
d la distance physique qui sépare les antennes
Les résultats des simulations sont ceux obtenus après avoir réalisé le dessin des masques et l’extraction des parasites résistifs, inductifs et capacitifs. Ces extractions sont réalisées dans les mêmes conditions que précédemment avec le module Assura de Cadence Virtuoso. Le schéma de test utilisé pour réaliser les simulations est identique à celui de la Figure II-80.
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Figure II-80 — Circuit de test utilisé pour les simulations post-layout de la version VCO_A3X2.
Le principe du couplage résistif est rappelé sur la Figure II-81.
Figure II-81 — Schéma de principe du couplage résistif
La résistance utilisée pour réaliser le couplage des deux O.C.T. a les caractéristiques suivantes : Type : res_PD W = 10 µm L = 68,35 µm R = 410 Ω RF 1+ RF1- RF 2+ RF2- Vtune1 Vtune2
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6.2. Simulations post-layout
Nous ne présenterons pas les résultats des simulations de vérification des conditions de démarrage pour les mêmes raisons évoquées pour la version VCO_A1X2.
6.2.1. Analyse temporelle
L’objectif de l’analyse temporelle pour la version VCO_A3X2 est de quantifier la plage de verrouillage des O.C.T. en fonction des tensions de commande appliquées. Nous avons donc deux tensions de commandes Vtune1 et Vtune2, ces deux tensions de commandes vont suivre des variations suivants les lois suivantes :
Vtune1 = Vtune + Δ, Vtune2 = Vtune – Δ. Ainsi nous allons pouvoir balayer les
plages d’accrochage des deux O.C.T. Pour chaque couple de valeur Vtune1 et Vtune2, nous vérifions que les deux O.C.T. sont synchronisés sur une seule fréquence d’oscillation et nous mesurons le déphasage entre les deux sorties. Pour Vtune = 2,75 V, nous obtenons le plan de déphasage donné en Figure II-82.
Figure II-82 — Déphasage de Out+ par rapport à Out- (°) pour Vtune=2,75V Pour Vtune = 2,75 V, nous obtenons un déphasage de la sortie out+ par rapport à out- compris entre -86,4° et +82,8°.
Nous avons réalisé un plan du déphasage pour différentes valeurs de la tension de commande centrale Vtune, les valeurs sont regroupées dans la Table 5. Nous noterons que pour obtenir les résultats présentés dans la Figure II-82, nous avons
-90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 -0,5 -0,4 -0,3 -0,2 -0,1 0 0,1 0,2 0,3 0,4 Dé p h as ag e (° ) Delta Vtune (V)
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réduit le pas de la variation sur Δ. C’est pourquoi nous ne lisons pas les valeurs annoncées de -86,4° et +82,8° dans la Table 5, puisqu’un pas moins fin a été utilisé pour faciliter la lecture des informations. Les cellules sur fond rouge représentent les cas où il n’y a plus synchronisation des deux sorties.
Table 5 — Plan du déphasage en fonction de Δ pour différents Vtune
Unités ° ° ° ° ° Vtune (V) 1,5 2,125 2,75 3,375 4 Δ (V) -0,5 64,46 -0,45 77,48 53,99 -0,4 61,16 45,47 -0,35 72,62 49,61 38,1 -0,3 55,22 40,22 31,44 -0,27 73,51 42,69 32,01 25,25 -0,26 68,2 42,69 32,01 25,25 -0,25 63,47 42,69 32,01 25,25 -0,2 77,54 45,52 32,28 24,53 19,4 -0,15 48,5 31,81 23 17,51 13,79 -0,1 29,59 19,96 14,38 10,79 8,332 -0,05 13,75 9,014 6,14 4,26 2,974 0 -0,99 -1,559 -1,94 -2,18 -2,335 0,05 -15,7 -12,12 -10,02 -8,64 -7,658 0,1 -31,5 -23,05 -18,26 -15,18 -13,02 0,15 -50,27 -34,87 -26,88 -21,89 -18,48 0,2 -79,21 -48,5 -36,13 -28,91 -24,1 0,25 -66,37 -46,51 -36,39 -29,96 0,26 -71,04 -46,51 -36,39 -29,96 0,27 -76,31 -46,51 -36,39 -29,96 0,3 -58,99 -44,58 -36,15 0,35 -76,3 -53,95 -42,81 0,4 -65,48 -50,19 0,45 -81,75 -58,7 0,5 -69,19
Les fréquences d’oscillations correspondantes aux tensions de commande indiquées dans la Table 5 sont respectivement de : 14,65 GHz, 14,95 GHz, 15,2 GHz, 15,5 GHz et 15,55 GHz.
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Nous proposons, pour mieux visualiser, de représenter en trois dimensions ces résultats dans la Figure II-83.
Figure II-83 — Représentation en 3D du déphasage en fonction de Δ pour différents
Vtune
Nous pouvons noter que la plage d’accrochage n’est pas constante et qu’elle dépend de la tension de commande centrale Vtune. Cela signifie qu’il est difficile d’obtenir un déphasage proche de +90° ou -90° lorsque la tension de commande centrale est élevée. A contrario, lorsque la tension de commande centrale Vtune est faible, la variation du déphasage avec Δ est très forte.
6.2.2. Analyse PSS-HB/PNOISE en fonction de Vtune
La plage de fréquence couverte (Figure II-84) et les performances en bruit de phase (Figure II-85) et de la version VOC_A3X2 sont légèrement impactées par l’ajout des résistances de couplage, en comparaison avec la version VCO_A1X2.
1,5 2,125 2,75 3,375 4 -90 -70 -50 -30 -10 10 30 50 70 90 -0,5 -0,35 -0,26 -0,15 0 0,15 0,26 0,35 0,5 D ép h as a g e ( °) Δ (V) 70-90 50-70 30-50 10-30 -10-10 -30--10 -50--30 -70--50 -90--70
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Figure II-84 — Fréquence d’oscillation simulée de l’O.C.T. VCO_A3X2 en fonction de
Vtune.
La fréquence d’oscillation couverte par l’O.C.T. lorsque les deux tensions de commande sont identiques est comprise entre 14,34 GHz et 15,67 GHz (Figure II-84). Ce qui donne une plage de fréquence de 8,86 % (pourcentage de la fréquence centrale d’oscillation) et un gain KVCO de 380 MHz/V.
Figure II-85 — Niveaux de bruit de phase à 10 kHz, 100 kHz et 1 MHz de la porteuse en fonction de Vtune.
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-81,31 dBc/Hz @ 10 kHz -101,8 dBc/Hz @ 100 kHz -121,8 dBc/Hz @ 1 MHz
Ces résultats sont très proches du niveau des spécifications du cahier des charges fixé. Lorsque les deux tensions de commandes Vtune1 et Vtune2 sont égales, les performances en bruit de phase sont optimales (Figure II-85). En revanche lorsque les tensions de commandes ne sont plus identiques, le bruit de phase se dégrade (Figure II-86) jusqu’à l’obtention de la désynchronisation.
Figure II-86 — Bruit de phase pour Vtune = 2,75V en fonction de Δ
On constate que la dégradation du bruit de phase est symétrique par rapport à Δ = 0 V.
La consommation totale de courant une fois le régime établi atteint est donnée dans la Figure II-87 en fonction de la tension de commande Vtune. Elle n’excède jamais les 48 mA, ce qui est en dessous de la recommandation du cahier des charges.
-125 -120 -115 -110 -105 -100 -95 -90 -85 -80 -75 -70 -0,5 -0,3 -0,1 0,1 0,3 0,5 B ru it de p h as e ( dB c/H z) Δ (V)
10k sim 100k sim 1M sim Désynchronisation
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Figure II-87 — Consommation totale de courant en fonction de Vtune.
6.2.3. Analyse PSS-HB en fonction de la température
Nous exécutons une simulation PSS-HB pour Vtune = 1 V et Vtune = 4,5 V avec comme paramètre la température (comprise entre -40°C et +85°C), les résultats de simulation sont donnés dans les Figure II-88 et Figure II-89. On constate que la variation de la fréquence d’oscillation en fonction de la température est de 1,44 MHz/°C pour Vtune = 1 V et de 0,8 MHz/°C pour Vtune = 4,5 V, sur l’ensemble de la plage de température.(a) (b)
Figure II-88 — Sensibilité de la fréquence d’oscillation en fonction de la température pour
Vtune = 1 V (a) et Vtune = 4,5 V (b).
Le bruit de phase quant à lui présente une sensibilité relativement faible. On note pour Vtune = 1 V une variation de 0,32 dB, 2,33 dB et 2,8 dB à respectivement
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10 kHz, 100 kHz et 1 MHz de la porteuse. Pour Vtune = 4,5 V, on note une variation de 2,18 dB, 0,69 dB et 1,2 dB à respectivement 10 kHz, 100 kHz et 1 MHz de la porteuse.
(a) (b)
Figure II-89 — Sensibilité du bruit de phase à différentes distances de la porteuse en fonction de la température pour Vtune = 1 V (a) et Vtune = 4,5 V (b).
Ce comportement en fonction de la température est tout à fait acceptable.
6.2.4. Analyse PSS-HB pour le calcul du pushing
Pour simuler ce phénomène, nous réalisons une analyse PSS-HB avec comme variable la tension d’alimentation. Nous la faisons varier de 5 V à 5,1 V et mesurons la fréquence d’oscillation, nous pouvons alors tracer la Figure II-90.
Figure II-90 — Sensibilité de la fréquence d’oscillation à la tension d’alimentation en fonction de Vtune. 50 55 60 65 70 75 80 85 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 P u sh in g ( M H z/V ) Vtune (V)
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La Figure II-90 présente un comportement de l’O.C.T. face à des variations de la tension d’alimentation qui ne satisfait pas les recommandations du cahier des charges. Un pushing de 20 MHz/V est toléré et là encore l’O.C.T. simulé présente un pushing supérieur à 40 MHz/V.
6.2.5. Résumé des résultats de simulations
Paramètre Spécification Simulation Unité
Itotal 100 typ. 48 max. mA
Fréquence d’oscillation 14,25 -> 15,75 14,34 / 15,67 GHz PN 10kHz -76 min. / -79 typ. -81,31 min. dBc/Hz PN 100kHz -100 min. / -103 typ. -101,8 min. dBc/Hz PN 1MHz -120 min. / -123 typ. -121,8 min. dBc/Hz
Pout @ RF 3 typ. -10 min. dBm
Dérive de la fréquence avec Ta 2 typ. 1,44 max. MHz/°C Taux de pushing +/-20 typ. 85 max. MHz/V
Cette version VCO_A3X2 présente des caractéristiques très proches de celles de la version VCO_A1X2. Les niveaux de bruit de phase sont toutefois légèrement en retrait de cette dernière, ceci s’explique par la différence de couplage utilisé. En effet, le couplage direct étant la méthode présentant le moins de perte, il est normal de retrouver un meilleur bruit de phase sur la version VCO_A1X2.
7. Conclusion
Dans ce chapitre nous avons présenté les différentes directions prises par nos travaux de recherche pour satisfaire au mieux le cahier des charges fixé par NXP Semiconductors. Des obstacles ont été identifiés et nous avons proposé des solutions adaptées afin de les dépasser. L’originalité du choix du résonateur, d’une part, a été justifiée par la réduction de la conversion du bruit basse fréquence (utilisation d’une configuration « back-to-back ») tout en conservant une surface modérée (utilisation de trois inductances différentielles imbriquées). D’autre part, l’intérêt de la structure en montage cascode de la partie active a été présenté et justifié par l’étude des formes d’ondes, propices à l’obtention d’un faible bruit de phase.
Finalement, quatre versions d’O.C.T. ont été étudiées et simulées. Bien que l’ensemble des objectifs fixés ne soient pas atteints, les résultats de simulations post- layout obtenus sont tout de même à l’état de l’art en ce qui concerne les niveaux de bruit de phase atteints par des O.C.T. fabriqués en technologie BiCMOS. Par conséquent, les quatre versions ont été envoyées en fabrication. La phase de conception (dessin des masques) a volontairement été mise de côté dans ce chapitre
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pour ne pas alourdir les résultats de simulations. Nous allons donc consacrer le prochain chapitre à cette phase de dessin des masques ainsi qu’aux mesures réalisées et aux résultats obtenus.
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8. Références
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[II-15] N.Y. Tohmé, « Études comportementales et réalisation d’un réseau d’oscillateurs couplés et de déphaseurs actifs appliqués à la commande d’un réseau d’antennes linéaire », Thèse de doctorat de l’Université de Poitiers, décembre 2009.
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