CHAPITRE II : ÉTUDES ET CONCEPTIONS D’O.C.T EN BANDE KU
2. Architectures communes aux différents O.C.T réalisés
2.4. Bloc de sortie FP4
3.1. Description de la version VCO_A2 ... 104 3.2. Simulations post-layout ... 105 3.2.1. Vérification des conditions de démarrage ... 105 3.2.2. Analyse temporelle ... 106 3.2.3. Analyse PSS-HB/PNOISE en fonction de Vtune... 108 3.2.4. Analyse PSS-HB en fonction de la température ... 110 3.2.5. Analyse PSS-HB pour le calcul du pushing ... 111 3.2.6. Résumé des résultats de simulations ... 113 4. O.C.T. version VCO_A1 ... 113 4.1. Description de la version VCO_A1 ... 113 4.2. Simulations post-layout ... 113 4.2.1. Vérification des conditions de démarrage ... 113 4.2.2. Analyse temporelle ... 114 4.2.3. Analyse PSS-HB/PNOISE en fonction de Vtune... 115 4.2.4. Analyse PSS-HB en fonction de la température ... 117 4.2.5. Analyse PSS-HB pour le calcul du pushing ... 118 4.2.6. Résumé des résultats de simulations ... 119 5. O.C.T. version VCO_A1X2 ... 120 5.1. Description de la version VCO_A1X2 ... 120 5.2. Simulations post-layout ... 121 5.2.1. Analyse temporelle ... 121 5.2.2. Analyse PSS-HB/PNOISE en fonction de Vtune... 122 5.2.3. Analyse PSS-HB en fonction de la température ... 124 5.2.4. Analyse PSS-HB pour le calcul du pushing ... 125 5.2.5. Résumé des résultats de simulations ... 126 6. O.C.T. version VCO_A3X2 ... 127 6.1. Description de la version VCO_A3X2 ... 127 6.2. Simulations post-layout ... 129 6.2.1. Analyse temporelle ... 129 6.2.2. Analyse PSS-HB/PNOISE en fonction de Vtune... 131
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6.2.3. Analyse PSS-HB en fonction de la température ... 134 6.2.4. Analyse PSS-HB pour le calcul du pushing ... 135 6.2.5. Résumé des résultats de simulations ... 136 7. Conclusion ... 136 8. Références ... 138
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Nous avons vu qu’un oscillateur était composé de deux parties : la partie active, qui fournit l’énergie ; et la partie passive, qui fixe la fréquence d’oscillation. Nous proposons dans ce second chapitre de présenter le cahier des charges fixé par NXP Semiconductors pour la conduite de ces travaux de recherche. Nous poursuivrons ce chapitre en détaillant l’étude et la conception de la partie passive ainsi qu’en justifiant les choix et innovations retenus. Enfin, nous procèderons en suivant la même démarche pour la partie active.
1. Cahier des charges pour la réalisation d’un O.C.T. en
bande Ku.
Le cahier des charges fixé par NXP Semiconductors pour la réalisation de l’O.C.T. en bande Ku est relativement simple. Il a été fixé dans le but de vérifier la possibilité d’accéder à des performances réalisées par les technologies d’intégration sur des composés III-V, seules capables à l’époque d’atteindre les performances nécessaires à certaines des applications visées (radiocommunications point à point, communications par satellite de type VSAT). La technologie d’intégration sur silicium QUBiC4X de NXP Semiconductors est déjà capable d’adresser les bandes Ku et Ka, cependant, la possibilité de réaliser des oscillateurs intégrés de pureté spectrale comparable à celle obtenue par des circuits en technologies III-V reste à démontrer. La réalisation de l’oscillateur est une première étape nécessaire avant d’envisager l’intégration de synthétiseurs de fréquences et de modules d’émission- réception. Les caractéristiques de l’O.C.T. objectivé sont résumées dans le tableau suivant et ce circuit devra être complètement intégré.
Table 3 — Spécifications de l’O.C.T. à réaliser
Caractéristiques électriques, Ta=25°C, Vcc=5V, charge 50Ω, bruit d'alimentation inclus
Paramètres Symbole Conditions Min Typ Max Unité
Température ambiante de
fonctionnement Ta -40 85 °C
Tension d'alimentation Vdd 4.75 5.0 5.25 V
Tension de bruit de l'alimentation vn 10kHz-10MHz 10 nV/vHz
Consommation en courant Itotal 100 120 mA
Plage de fréquence Fo 14.25 15.75 GHz
Plage de la tension de commande Vtune 0.8 4.3 V
Bruit de phase (SSB) PN 10 kHz offset -76 -79 dBc/Hz
100 kHz offset -100 -103 dBc/Hz
1 MHz offset -120 -123 dBc/Hz
Taux de pushing 30 MHz/V
Dérive de la fréquence avec Ta 2 MHz/°C
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Nous pouvons remarquer que la contrainte principale de cet O.C.T. est portée sur le niveau de bruit de phase et que le budget en puissance consommée est relativement grand. Cette caractéristique du cahier des charges est très proche de celle retrouvée dans les réalisations d’O.C.T. utilisant une des technologies III-V. En revanche, il n’y a pas ici de contrainte imposée concernant la taille de la puce une fois implémentée mais une attention particulière sera portée lors de la phase de conception afin de limiter celle-ci. La plage de fréquence couverte par l’O.C.T. est de 10% de la fréquence centrale, ce qui représente une contrainte relativement forte étant donné le niveau de bruit de phase demandé.
Nous allons à présent détailler les recherches menées autour des parties passive et active afin de relever les défis lancés par ce cahier des charges.
2. Architectures communes aux différents O.C.T. réalisés
Lors de ce travail de recherche, plusieurs versions d’O.C.T. ont été réalisées (quatre au total) et toutes ont en commun plusieurs fonctions principales. Afin de mieux visualiser l’organisation des différents blocs, nous proposons le schéma fonctionnel suivant :Figure II-1— Schéma fonctionnel de l’O.C.T. commun aux quatre versions réalisées Deux versions non couplées, nommées VCO_A1 et VCO_A2 utilisant
chacune un étage de polarisation FP3 différent, ont été réalisées. Les autres fonctions sont assurées par les mêmes blocs.
Deux versions couplées ont également été fabriquées, elles se nomment VCO_A1X2 et VCO_A3X2. Toutes deux sont basées sur la version simple VCO_A1 mais utilisent un réseau de couplage différent.
Voyons maintenant de quoi sont faites les différentes fonctions principales de ces O.C.T. Nous tacherons de justifier comment et pourquoi les différents choix ont été faits.
Résonateur FP1
Partie active Étage de
polarisation Étage de sortie
FP2
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2.1. Choix du résonateur FP1
Nous avons vu dans le chapitre précédent que le résonateur d’un O.C.T. jouait un rôle primordial dans la recherche d’un faible niveau de bruit de phase. Ceci est d’autant plus vrai lorsque l’on souhaite faire varier la fréquence et par conséquent réaliser un O.C.T. Il est donc important de porter son choix sur le meilleur résonateur possible afin de répondre au mieux au cahier des charges. Nous verrons que si l’existant ne permet pas de remplir toutes les exigences, des innovations seront alors à imaginer.
2.1.1. Choix du type de contrôle de la fréquence
Pour réaliser le contrôle de la fréquence d’oscillation d’un oscillateur, plusieurs méthodes sont possibles afin de modifier les paramètres des composants inductifs et/ou capacitifs. Certaines sont plus exotiques que d’autres et ne sont pas toutes adaptées à l’application visée. Nous citerons, sans nous y attarder, les exemples du contrôle de la fréquence par variation du courant de polarisation, inductance active ou encore de manière numérique avec les capacités commutées. Les méthodes les plus adaptées à notre cahier des charges sont le contrôle analogique par varactors MOS et le contrôle analogique par diodes varicap. Nous allons voir dans les prochains sous paragraphes laquelle de ces deux méthodes est la meilleure dans notre cas.
2.1.1.1.
Contrôle analogique par varactor MOS
Une des deux options possibles pour réaliser la fonction de variation de la fréquence d’oscillation est le varactor MOS. La structure du varactor MOS est très proche de celle d’un transistor MOS. Deux montages sont possibles, en mode inversion ou en mode accumulation. Le varactor MOS permet de commander de manière analogique et continue la fréquence d’oscillation en jouant sur la caractéristique C(V) propre à son mode (voir Figure II-2).
Figure II-2 — Caractéristiques C(V) pour les deux modes C(VBG)
VBG Mode accumulation
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Cependant, comme on peut le voir sur sa caractéristique C(V), la commande d’un tel varactor est très sensible. Dans ces conditions, le gain de contrôle de la fréquence, KVCO, n’est pas constant. Ceci va impliquer plusieurs particularités. La première est que le rapport Cmax/Cmin pourra être important (de l’ordre de 3,3 d’après [II-1]). La seconde est que la commande de la fréquence d’oscillation ne sera pas linéaire. Ce dernier point est pénalisant puisque cela va entraîner une forte conversion du bruit AM en PM et par conséquent limiter le niveau de bruit de phase.
2.1.1.2.
Contrôle analogique par diode varicap
La seconde option possible pour réaliser la fonction de variation de la fréquence d’oscillation est le varactor diode, aussi appelée diode varicap. Ce varactor est constitué d’un caisson N dans lequel des barreaux P+ sont implantés. Polarisée en inverse, cette diode va présenter une capacité variable entre ces deux bornes. L’équation décrivant cette capacité variable est donnée dans (II-1).
=
− (II-1)
avec :
: la capacité de jonction pour Vd = 0V
: la tension de polarisation de la jonction ( − ) m : le coefficient technologique de dopage de la jonction : le potentiel de barrière
Donnant alors la loi suivante de variation de la pulsation dans un résonateur LC :
� =
√ . ( − )
(II-2)
L’allure de la caractéristique du varactor diode est donnée dans la figure suivante :
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Figure II-3 — Caractéristique C(VNP) d’un varactor diode
Cette caractéristique est plus linéaire que celle du varactor MOS et permet d’avoir un contrôle beaucoup moins sensible de la fréquence d’oscillation. Cependant, en observant l’allure de la caractéristique du varactor diode, on peut noter que ce composant sera sujet à la conversion du bruit AM en PM.
2.1.1.3.
Comparatif et justification du choix
NXP Semiconductors fournit dans son « QUBiC4X Design Manual » des tables de comparaison afin de sélectionner le plus efficacement possible les composants de sa librairie et ce pour différentes tailles et différentes configurations. Afin de choisir le type de varactor à utiliser, nous avons consulté les données du tableau ci-après.
Le premier point que l’on peut relever concerne le facteur de qualité Qdd des varactors VcapDB. Il s’agit d’un varactor à diodes différentielles qui présente un très bon facteur de qualité, bien meilleur que celui du VcapDNMOSNW, qui lui est un varactor MOS à accumulation. Ensuite, nous pouvons faire un constat similaire concernant le rapport Cmax/Cmin. Le varactor VcapDB est meilleur que le VcapDNMOSNW dans deux cas sur trois. Enfin, notons qu’il existe un compromis entre l’obtention d’un fort rapport Cmax/Cmin et un fort facteur de qualité.
C(VNP)
VNP Cmin
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Table 4 — Données constructeurs pour deux types de varactors de la technologie QUBiC4X
VcapDNMOSNW
Taille (WxLxNombre de doigts) Vgate (V) Cdd (fF) Qdd Cmax/Cmin
5x1x4 -2,7 64,8 36 3,03 0 50,3 39 2,7 21,4 80 2,5x1x4 -2,7 33,2 50 2,99 0 25,9 50 2,7 11,1 85 1x1x4 -2,7 14,6 58 2,52 0 11,8 59 2,7 5,8 91 VcapDB
Taille (WxLxNombre de doigts) Vpsb (V) Cdd (fF) Qdd Cmax/Cmin
40x2x4 -2,7 98,2 165 2,9 0 275 53 20x2x4 -2,7 46,2 124 3,1 0 136 48 10x2x4 -2,7 19,7 92 3,5 0 64,7 45
NB : ces données sont extraites à une fréquence de 5,5 GHz.
Au vue de ses performances, nous portons notre choix sur le varactor VcapDB pour réaliser la fonction de contrôle analogique de la fréquence de notre O.C.T. Les simulations des diodes varicaps ont été réalisées sous l’environnement de simulation Cadence. Le « Design Kit » fourni par NXP Semiconductors et utilisé ici est dans sa version 9.3.A.
2.1.2.
Choix de l’architecture du résonateur
Le choix du type de varactor étant fait, nous pouvons maintenant nous pencher sur la question de l’architecture du résonateur à utiliser afin de rester dans les limites définies par le cahier des charges.
2.1.2.1.
Architecture différentielle classique
Une architecture différentielle classiquement utilisée est celle de la Figure II-4. Elle présente un résonateur LC différentiel utilisant des diodes varicaps montées en cathodes communes (configuration retenue précédemment). Ce montage se retrouve régulièrement dans la littérature puisqu’il est relativement simple à mettre en œuvre.
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l’alimentation. La polarisation des diodes varicap est ici réalisée à l’aide de résistances. Celles-ci peuvent être remplacées par une inductance différentielle afin de générer moins de bruit thermique. La surface occupée sera alors plus importante. Ce choix est à faire selon le cahier des charges fixé, dans le cas où le faible bruit de phase est une priorité, alors une inductance différentielle doit être utilisée.
Figure II-4 — Résonateur LC différentiel à cathode commune
C’est d’ailleurs cette architecture qui a dans un premier temps été utilisée dans nos travaux de simulations. Cependant en analysant les contributeurs au bruit de phase, nous avons remarqué que les contributions majoritaires provenaient de la conversion du bruit en 1/f. Dans [II-2], la notion de capacité effective est introduite. Cette capacité effective représente la capacité qui fixe la fréquence d’oscillation de l’O.C.T. Il est montré qu’elle dépend d’une part de la tension de commande Vtune, ce qui est le comportement normal d’un varactor, mais qu’elle dépend d’autre part de l’amplitude des oscillations. Par conséquent, les fluctuations de l’amplitude du signal dues au bruit présent sur le signal oscillant entraînent des fluctuations de la capacité effective et donc de la fréquence d’oscillation instantanée (conversion du bruit AM en PM). Nous reviendrons sur ce point dans le paragraphe 2.1.2.5. Nos travaux se sont alors orientés vers des structures visant à limiter les effets de conversion de bruit AM en PM.
2.1.2.2.
Architecture différentielle “Back-to-back”
Dans [II-3], les auteurs présentent une architecture ayant la particularité de limiter la conversion du bruit AM en PM et donc limiter les effets de conversion du bruit en 1/f. Cette dernière est présentée dans la Figure II-5. On remarque que pour osciller à la même fréquence, les valeurs des diodes varicaps doivent être doublées.TECHNOLOGIE BICMOSSIGE:C0,25 µm
Figure II-5 — Schéma de principe du varactor différentiel « back-to-back »
Pour comprendre rapidement et simplement le principe de cette architecture, nous allons, dans un premier temps, utiliser le schéma de la Figure II-6. D’après le schéma ci-dessous, on a = + , étant la tension directe aux bornes de � et étant la tension inverse aux bornes de � . On remarque donc que les caractéristiques � et � sont symétriques puisque l’une varie comme V et l’autre comme –V. Rappelons que les deux diodes varicaps sont en série et par conséquent la capacité totale présentée à l’inductance est dominée par la plus petite des deux : é = � �
� + � .
Figure II-6 — Schéma du résonateur LC différentiel « back-to-back » pour la compréhension
Considérons maintenant une petite variation ∆ de la tension V (pour > ), on a alors d’après les caractéristiques ci-dessus : � + ∆ > � + ∆ . Donc la capacité globale est dominée par � , dont la valeur est diminue par la variation ∆ dans une zone de sa caractéristique qui est plus linéaire qu’auparavant (et inversement pour une variation de −∆ de la tension, pour < ).
Cette disposition permet donc de réduire les variations instantanées de la capacité présentée à l’inductance L. Toutefois, l’utilisation de résistances pour la
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polarisation des cathodes des diodes varicaps est de notre point de vue un problème. En effet, comme nous l’avons vu dans le chapitre précédent, les résistances génèrent du bruit de manière proportionnelle à leur valeur. Supprimer ces sources de bruits à une telle proximité avec un composant comme une diode varicaps ne peut être que bénéfique. Une façon de faire ceci consiste à remplacer les résistances par des inductances de choc qui ont l’avantage de présenter une très faible résistance série et par conséquent de générer beaucoup moins de bruit basse fréquence.
2.1.2.3.
Architecture différentielle “Back-to-back”
personnalisée
Au vu des remarques faites dans le paragraphe précédent, nous proposons de modifier l’architecture différentielle « Back-to-back » tout en conservant son adaptation à l’utilisation avec une partie active différentielle. L’architecture proposée est présentée Figure II-7.
Figure II-7 — Schéma du résonateur LC différentiel « back-to-back » personnalisé Ici, les résistances de polarisation ont été remplacées par des inductances (L2)
afin de réduire le bruit thermique généré. Nous avons adapté la structure en vue d’une utilisation dans une structure différentielle. Les inductances L3 servent de selfs
de choc pour filtrer un éventuel bruit sur l’alimentation. Les inductances L1 ont pour
rôle de fixer la fréquence d’oscillation de l’O.C.T.
Évidemment, cette modification n’est pas sans conséquence du point de vue de la surface occupée sur le silicium puisque les inductances sont les composants électroniques les plus encombrants actuellement. C’est pourquoi une attention particulière sera portée sur ce point afin de minimiser autant que possible l’impact de cette modification. Une méthode efficace, mais non sans risque, pour limiter la
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imbriquer les trois inductances les unes dans les autres, à la manière de poupées russes. Pour éliminer le risque de rencontrer des comportements imprévus nous avons soumis ces trois inductances à une modélisation électromagnétique à l’aide du module Momentum d’ADS. Cette modélisation sera traitée dans le paragraphe 2.1.4.
2.1.2.4.
Comparatif et justification du choix de
l’architecture par les matrices de conversions
Nous allons ici justifier le choix d’architecture du résonateur à l’aide des matrices de conversions. Le formalisme des matrices de conversions a été étudié en détails dans [II-4] et [II-5]. Nous commencerons par faire un rapide rappel sur la théorie des matrices de conversion avant de l’appliquer à la configuration « Back-to- back ».
Tous les comportements électriques non-linéaires peuvent être exprimés dans le domaine temporel par la loi (II-3).
= ( , , … , ) (II-3)
Où y(t) est la réponse (courant, tension, charge, etc.) à des signaux de commande , aussi appelés signaux de pompe car périodiques et de fortes amplitudes. Si l’on considère que les signaux sont bruités, alors l’expression du signal de commande i est :
= + (II-4)
En considérant que la perturbation est de faible amplitude face à , et en injectant (II-4) dans (II-3), il est possible de développer (II-3) en série de Taylor autour de au premier ordre :
+ = ( , , … , ) + ( ) � ,…,�� . + + ( ) � ,…,�� . (II-5)
où est la réponse petit signal à toutes les commandes appliquées sur la non-linéarité.
TECHNOLOGIE BICMOSSIGE:C0,25 µm = ( ) � ,…,�� . + + ( ) � ,…,�� . = ∑ ( ) � ,…,�� . = = (II-6)
Cette dernière dépend de la dérivée de la fonction non linéaire par rapport au signal de commande, ici le signal périodique oscillant, autour du point de fonctionnement. Il est par conséquent possible de réaliser un développement en série de Fourier à la pulsation � . ( ) � ,…,�� = ∑ . � +∞ →−∞ (II-7)
Les coefficients dépendent uniquement du comportement grand signal. Supposons que les perturbations petit signal soient des sources de bruit à la pulsation � , par un mécanisme de mélange du signal, le comportement non-linéaire donne lieu à des raies latérales autour de la fréquence d’oscillation et de ses harmoniques aux pulsations . � ± � , avec k un entier naturel. Ainsi, nous obtenons le formalisme des matrices de conversion (II-8). Les coefficients des matrices dépendent du comportement grand signal des non-linéarités et lient les courants et tensions des composants non-linéaires.
[ ∆ ∆ ∆∗ ∆ Σ ∆ ∆∗ ∆ Σ] = [ ]. [ ∆ ∆ ∆∗ ∆ Σ ∆ ∆∗ ∆ Σ] + + [ ]. [ ∆ ∆ ∆∗ ∆ Σ ∆ ∆∗ ∆ Σ] (II-8)
Où ∆ ∆∗ et ∆ Σ sont respectivement les commandes petits signaux de pulsations � ∆ = . � − � et � Σ = . � + � autour de la kième harmonique, et ∆ ∆∗ et ∆ Σ sont les réponses non-linéaires à ces commandes. [Fi] est ici la matrice de conversion décrivant la iième non-linéarité et est constituée des coefficients de Fourier. [ ] = [ ∗ ∗ … ∗ ∗ ∗ ∗ … − + ∗ ∗ … + − ∗ ∗ ∗ ∗ ∗ … − + ∗ … + − ∗ ⋱ ∗ − ∗ + ∗ − ∗ + ∗ … ∗ + − + − … ] (II-9)
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Ces matrices de conversion permettent de caractériser les phénomènes de conversions générés par les non-linéarités des composants dans le cas où ils sont soumis à des perturbations de faibles amplitudes en regard de l’amplitude large signal.
Nous allons maintenant mettre en application ce formalisme pour montrer que la configuration « Back-to-back » est à privilégier lorsque l’on souhaite minimiser le phénomène de conversion AM/PM.
Les non-linéarités réactives sont des charges Q = f(V(t)) non-linéaires. La réponse d’une charge non-linéaire à une perturbation de faible amplitude s’écrit :
+ = [ + ] (II-10)
Après un développement de Taylor autour de V(t), il suit :
= ( )
�
(II-11)
où �
� est la capacité différentielle variant au rythme de V(t), autour du point de fonctionnement. Il est alors possible d’appliquer une décomposition en série de Fourier. ( ) � = ∑ . � +∞ →−∞ (II-12)
Considérons maintenant que l’on superpose au signal de pompe une perturbation à la pulsation � . Le comportement non-linéaire se traduit par un mélange du signal de fort niveau avec le signal de perturbation, il se crée alors des raies latérales à � ± � .
D’après (II-12), si l’on note :
� : la pulsation du signal à fort niveau � : la pulsation de la perturbation
�Δ : la pulsation de la bande latérale inférieure �Σ : la pulsation de la bande latérale supérieure
et que l’on limite le développement au 2ème ordre l’expression (II-9) (c’est-à-dire que l’on limite la matrice de conversion à une matrice 3x3) , alors possèdent des composantes aux pulsations � et � ± � . Par conséquent, il est possible de décrire sous forme matricielle les charges pour chaque composante.
TECHNOLOGIE BICMOSSIGE:C0,25 µm [ ΔS∗ Σ ] = [ ∗ ∗ ∗] . [ S Δ∗ Σ ] (II-13)
Où Cj est le coefficient de Fourier à l’ordre j décrivant les non-linéarités du varactor sur lequel est appliqué la tension du résonateur, ici appelé signal de pompe. Or le courant traversant la charge est donné par la relation suivante : = , donc pour déterminer le courant en fonction de la tension, il devient naturel de dériver chaque composante de la perturbation et on obtient :