Conception du filtre passe bande RF non reconfigurable à 1.95GHz

1.95GHz

Nous avons identifié la bande 1 en WCDMA comme la plus contraignante et la plus restrictive en matière de filtrage. Aussi, dans un premier temps il nous est apparu nécessaire de développer un filtre centré à la fréquence de 1.95GHz. Une fois les caractéristiques électriques de ce filtre identifiées et dimensionnées, nous pourrons aborder la phase d’étude de reconfigurabilité pour les autres bandes des standards WCDMA et LTE.

Dans le chapitre précédent nous avons identifié plusieurs technologies de filtrage, mais toutes ne présentaient pas de bonnes performances à la fois en intégration, en pertes dans la bande, en réjection, en coût et surtout en reconfigurabilité. Nous nous sommes alors tournés vers une solution de filtrage LC, qui présente l’avantage d’un faible coût d’implémentation et d’une bonne réjection, si l’on optimise la structure du filtre. Cependant, il faut travailler sur deux points importants que sont l’encombrement et la reconfigurabilité en fréquence du filtre, sans modifier les caractéristiques de largeur de bande, de rejection et de pertes d’insertion.

Dans cette partie nous analysons le choix d’une topologie de filtre garantissant un compromis entre encombrement, largeur de bande et rejection. En ce qui concerne l’encombrement, on cherchera à limiter le nombre d’inductances et de capacités ainsi que leurs valeurs. Cela aura cependant un impact direct sur l’ordre du filtre et donc sur sa sélectivité.

Afin de choisir la topologie garantissant le meilleur compromis, nous avons simulé sous Agilent ADS avec des composants idéaux. Ainsi on ne se focalise que sur le nombre et la valeur des composants, puis on introduit les imperfections (Q).

La première phase de l’étude consiste à partir de fonction de synthèse de filtrage « classique », de fixer les paramètres électriques du filtre et après synthèse de choisir le filtre réalisant la fonction avec la topologie la plus simple à réaliser et la moins coûteuse en surface. Ainsi, nous privilégions la topologie qui aura les valeurs de capacité les plus faibles ainsi que le plus faible nombre d’inductances. En effet, comme nous voulons synthétiser la fonction d’inductance à l’aide d’inductances actives ; en réduisant leur nombre on réduit la consommation et l’impact des effets non linéaires sur le filtre.

Nous donnons l’exemple de trois topologies qui ont été synthétisées et simulées afin de répondre au gabarit de filtrage que nous avions fixé (60 MHz de bande et 23dB de réjection à F0±390MHz). Pour synthétiser les fonctions de filtrage, nous avons décidé de restreindre les plages de valeurs possibles pour les composants à 50pF pour les capacités et 2nH pour les inductances. Cette plage de valeur permet déjà de limiter les dimensions du circuit. Les deux premières fonctions de filtrage que nous avons synthétisées était des filtres « Elliptic » ou de « Tchebychev ».

Fig. 82.Filtre « Elliptic » d’ordre 4 Fig. 83.Filtre « Tchebychev » d’ordre 6

Les inductances utilisées lors de la synthèse étaient des inductances idéales dont les deux seuls paramètres réglables étaient la valeur même de l’inductance ainsi que la valeur du facteur de qualité. Les deux filtres ont d’abord été simulés avec des inductances idéales (Q infini) puis nous avons progressivement diminuée la valeur du Q des inductances. Ceci est fait dans le but d’identifier la valeur du Q minimum lors de la conception des inductances afin de garantir des pertes d’insertion maximales de 0.5dB en milieu de bande (ici 1.95GHz). Par exemple sur le filtre « Elliptic » d’ordre 4 nous voyons l’influence du facteur de qualité sur le S21 en bande. Un Q de 1000 garantit des pertes d’insertion de 0.2dB alors qu’un Q de 10 fait chuter les pertes d’insertion à plus de 15dB. Un Q de 850 permet d’atteindre les 0.5dB de pertes d’insertion et un Q de 100 amène à des performances

comparable aux SAW en termes de pertes d’insertion (1dB). Le filtre d’ordre 6 est moins sensible aux variations de facteur de qualité ; un Q de 700 au lieu de 850 est nécessaire pour garantir les 0.5dB de pertes mais en utilisant une structure plus complexe (doublement de la surface des capacités). Bien que d’un point de vue filtrage les deux filtres respectent le masque identifié dans le chapitre III, à savoir 23dB d’atténuation à 390MHz de la porteuse et au moins 60MHz de bande, ils présentent une ondulation dans la bande pour l’ordre 4 et plusieurs résonnance en fréquences basses (1 et 1.4GHz) pour le filtre d’ordre 6. De plus la valeur des capacités est souvent proche de la limite des 50pF ce qui a un impact direct sur la surface occupée. Nous avons alors cherché une solution moins sensible au facteur de qualité (réduction du nombre d’inductances) et avec des valeurs de composant plus faibles.

Fig. 84.Filtre d’ordre 6

Le filtre d’ordre 6 issu d’une structure biquadratique, sur la figure 84, illustre bien l’amélioration des pertes d’insertion par rapport aux structures précédentes aux mêmes valeurs de Q. Avec un facteur de qualité de 500 on obtient les 0.5dB de perte ainsi que les 60MHz de largeur de bande (72MHz). De plus le filtre ne présente pas de résonnance positive (remonté de S21) aux fréquences basses. Cependant on identifie clairement un manque de réjection à 390MHz de la porteuse. D’après le gabarit il manque 3dB d’atténuation à 1.56GHz et 5dB à 2.34GHz. La topologie (voir figure 85) n’est composée que de trois inductances de faible valeur (230pH à 1.3nH) et 4 capacités.

Nous avons identifié que le couple C1 L1 joue un rôle majeur dans la détermination de la fréquence

centrale du filtre et la raideur. Comme nous allons le voir sur la figure 86, la capacité C1 permet principalement d’avoir une influence sur la fréquence d’accord du filtre.

Fig. 86.Impact de C1 sur le comportement du filtre

En diminuant la capacité C1, on augmente la fréquence de résonnance du filtre mais on vient en même temps augmenter la largeur de bande, et ainsi diminuer la raideur du filtre. De même, nous avons identifié que lorsque l’on diminue L1 on augmente la fréquence de résonnance mais on diminue la largeur de bande et donc on augmente la raideur. A partir de ce constat, nous avons optimisé les valeurs de L1 et C1 de façon à augmenter la raideur sans modifier la fréquence d’accord du filtre.

Fig. 87.Amélioration de la sélectivité du filtre par optimisation de L₁ et C₁

Pour cela, on diminue la valeur de l’inductance et on et augmente la valeur de C1 pour compenser la déviation vers les fréquences hautes tout en augmentant la raideur. Ainsi nous avons pu faire correspondre le gabarit et la réponse du filtre. Toutefois la bande 3dB a été quelque peu réduite de 72 à 62MHz, comme illustré sur la figure 87.