Caractérisation du filtre passe bande

Dès lors que nous avions mesuré les performances de l’inductance, en accord avec nos attentes sauf pour la linéarité en recul par rapport aux simulations, nous pouvions s’intéresser à la validation du filtre.

V.3.1. Mesure en socket de test

V.3.1.1. Carte de test

Le filtre après fabrication a été intégré dans un boitier QFN 4x4mm. Aussi cela nous a amené à concevoir une carte de test adaptée au « socket » de test correspondant et disposant de toutes les connectiques de contrôle en courant et en tension ainsi que les accès RF en entrée et en sortie.

Fig. 142.Photographie du filtre 1.95GHz avec les fils d’interconnexion

Tout comme pour l’inductance, nous avons décidé de placer sur la carte de test toute la connectique permettant d’accéder aux tensions et courant de contrôle des deux inductances. Cela dans le but de recaler le filtre en cas de déviations de procédé.

Les lignes d’accès RF sont au nombre de cinq. Il y a quatre lignes d’accès au filtre différentiel qui sont des lignes 50Ohms puis il y a une cinquième ligne qui nous a servi de ligne de « de-embeding » lors des mesures. Les connecteurs SMA aux extrémités des lignes permettent de se connecter directement à un PNA 4ports ou bien à un PNA 2 port via deux baluns.

V.3.1.2. Mesure des performances du filtre

Dans un premier temps, nous avons mesuré [Robert, 2011c] les performances du filtre en petit signal et nous les avons comparées avec celles obtenues lors des simulations post layout.

Fig. 144.Comparaison de la réponse du filtre 1.95GHz entre mesure et simulation post-layout

Sur cette figure, nous observons que le filtre est décalé autour de 1.71GHz au lieu de 1.95GHz. Nous observons également que les caractéristiques du filtre sont très proches de celles obtenues en simulation. La bande passante mesurée est plus faible puisque de 135MHz, par contre les pertes d’insertion sont-elles de moins de 0.1dB au lieu de 0.4dB en simulation. C’est un point très positif de notre circuit puisque c’est la caractéristique principale que nous cherchions à obtenir. Quant à la réjection elle est de de 24dB au lieu de 21.6dB en simulation. Nous avons donc un filtre plus raide et avec moins de pertes d’insertion mais qui semble être décalé en fréquences. Nous avons ensuite mesuré les performances en grand signal mais là encore nous somme en dessous des performances visées en simulation. Nous avons mesuré un 1dB d’augmentation des pertes d’insertion à une

puissance de -12dBm. Dans la partie suivante nous allons essayer de comprendre quelles peuvent être les sources de perturbation qui entrainent à la fois une déviation de la fréquence centrale du filtre et une diminution de la limite de linéarité du filtre.

V.3.2. Extraction des phénomènes parasites

Compte tenu de la déviation en fréquence alors, dans un premier temps nous avons pensé à une déviation des valeurs des capacités. Après de nombreuses simulations à partir du modèle extrait en post layout nous n’avons pas réussi à retrouver la réponse du filtre mesuré. Nous avons alors émis l’hypothèse que ces perturbations pourraient éventuellement venir des parasites des éléments de connectique (socket, boitier, fil d’interconnexion entre le filtre et les plots du boitier), mais également de la température de fonctionnement du filtre. En effet le filtre est ici un dispositif actif et est confiné dans le socket, ce qui peut provoquer une légère élévation localisée de la température du circuit.

V.3.2.1. Parasites du socket, du boitier et des fils d’interconnexion

Les deux principales sources de parasitage ont été ajoutées aux accès du filtre dans le modèle post-layout pour simuler leur impact. La première source de parasitage peut être liée au grand nombre de micro connecteur du socket que nous appelons ici « pogo pins ». La seconde source de parasitage qui est plus connue est liée aux fils d’interconnexion dans le boitier modélisés par une inductance et une résistance série ici.

Fig. 145.Illustration des parasites dus au « socket » et aux fils d’interconnexion

Nous avons alors re-simulé le filtre avec ces parasites supplémentaires et nous avons obtenu la réponse illustré sur la figure 146. Nous observons qu’en ajoutant ces parasites, le filtre simulé se situe dans la même bande de fréquences que le filtre mesuré mais avec près de 4 dB de perte d’insertion. Etant donné qu’il ne peut y avoir de résistances parasites supplémentaires en série avec les accès du filtre, il

semble donc que le facteur de qualité des inductances est impacté par une modification du gm de certains transistors.

Fig. 146.Réponse du filtre S21(dB) (Jaune) après ajout des parasites externes

V.3.2.2. Influence de la température ambiante

Le levier suivant qu’il nous faut analyser est celui de la température ambiante de mesure et de simulation qui peut modifier le comportement des transistors du circuit

Nous observons sur la figure [Robert, 2011c] 147 qu’en augmentant la température de simulation à 45°C et en ajoutant les parasites de boitier et de « socket », nous obtenons la réponse du filtre mesurée. Nous pouvons alors en conclure que le comportement du filtre est directement lié et sensible à la température ambiante de fonctionnement du circuit. Aussi nous pouvons en déduire que la linéarité du filtre peut être également impactée par la température de mesure au travers de la modification des caractéristiques des transistors du circuit de linéarisation.

Nous avons alors envisagé de mesurer une nouvelle fois le filtre mais cette fois ci en soudant le boitier directement sur la carte de test, sans passer par un socket qui confine la chaleur.

Fig. 148. Filtre soudé directement sur la carte de test

Cependant nous n’avons pas encore eu le temps d’effectuer ces mesures mais nous envisageons une nette amélioration des performances en linéarité du fait d’une meilleure dissipation par la carte de test. Lors de simulations de notre circuit à 45°C nous avons pu retrouver les performances en linéarité.