L’architecture utilisant le couplage gain-indice permet de réaliser des déphasages RF. Les performances et limitations sont résumées dans le tableau III.4.
Paramètres clés Mesuré Limite théorique / Commentaires Déphasages accordables 148 degrés Différence de phase des contributions dues
à l’amplification optique et aux CPO exa-cerbées par le couplage gain-indice (αCPO). Cela correspond à 180 degrés par composant à haute fréquence.
Bande passante instantanée - Pour des applications à bande passante étroite, idéalement monofréquence.
Fréquence centrale 10 GHz 5−40 GHz . A noter qu’à basse fréquence, la suppression de la bande latérale rouge par le filtre optique est difficile.
Dynamique SFDR 80 dB/Hz2/3 Strictement inférieure à la dynamique d’un amplificateur optique de même gain et de même facteur de bruit optique. Le filtre optique peut introduire du bruit supplémentaire dû aux conversions AM/FM.
Parallélisme Sensible à la longueur d’onde du laser.
Table III.4 – Architecture utilisant le couplage gain-indice : déphaseur RF
accordable. La valeur de la SFDR est simulée, les modèles utilisés ayant été validés expé-rimentalement.
La principale limitation de cette architecture est l’utilisation d’un filtre optique pour filtrer une des bandes latérales de modulation. Cela entraîne de grandes contraintes d’un point de vue opérationnel. En particulier la différence entre la longueur d’onde du laser et celle du filtre doit être fixe et contrôlée. Ainsi, on perd un des avantages du contrôle de la vitesse de groupe par CPO, à savoir que cet effet est indépendant de la longueur d’onde. Nous verrons dans le chapitre suivant comment contourner cette limitation.
De plus nous avons mis en évidence que ces déphaseurs RF ne peuvent être utilisés dans des liaisons opto-hyperfréquences nécessitant une grande dynamique, et donc en particulier dans la chaîne de réception des RADAR. Par contre, nous verrons dans le chapitre suivant que ce genre d’architecture peut être utilisé pour rendre accordable des oscillateurs opto-électroniques [110].
III.6.c. Outil de simulation d’une liaison opto-hyperféquence incluant un SOA
Ce chapitre a permis de mettre en évidence la justesse du modèle de la fonction de transfert RF d’un SOA (suivi ou non suivi d’un filtre optique) développé à la fin du chapitre II en le comparant à de nombreuses mesures expérimentales. De plus, nous avons utilisé ce modèle dans un modèle semi-classique du bruit d’intensité additif du SOA qui prend en compte la non-uniformité spectrale du gain. Enfin, nous avons mis en place un modèle large signal qui
Conclusion 140
permet entre autres le calcul des harmoniques et des produits d’intermodulation en sortie du SOA. Tous ces modèles prennent en compte la saturation au cours de la propagation du SOA en fonction des conditions initiales (I, Pin) et l’adaptation “automatique” des paramètres a, τs, ¯g et Is en fonction de la saturation. Nous avons montré que cette adaptation est obtenue par une simple mesure du gain modal petit signal en fonction du courant de biais à la longueur d’onde d’utilisation. Enfin, le peu de paramètres inconnus restants (A, B, C, α) ont été fixés au début du chapitre en ajustant le modèle de la fonction de transfert à une série de mesures. Les modèles ainsi obtenus ont montré un excellent accord avec les résultats expérimentaux pour une large plage de courants I et de puissances optiques incidentes Pin.
Nouvelles architectures visant à
dépasser les limitations intrinsèques
du composant
Sommaire
IV.1 Montée en fréquence des CPO par modulation croisée de gain pour le contrôle de retards accordables à haute fréquence . . . 142 IV.1.a. Principe de la montée en fréquence des CPO par modulation croisée
de gain (UpCPO) . . . 142 IV.1.b. Mesure de retards accordables à haute fréquence par UpCPO . . . 145 IV.1.c. Obtention de retards vrais accordables à haute fréquence . . . 150 IV.1.d. Conclusion . . . 153 IV.2 Excitation paramétrique des CPO . . . 154 IV.2.a. Principe . . . 154 IV.2.b. Montage expérimental . . . 156 IV.2.c. Caractérisation du SOA modulable . . . 157 IV.2.d. Simulations numériques et résultats expérimentaux . . . 159 IV.2.e. Utilisation de l’excitation paramétrique des CPO dans un oscillateur
opto-électronique . . . 162 IV.2.f. Conclusion . . . 171 Nous avons décrit dans le chapitre III les performances et les limitations des deux architec-tures qui ont été proposées dans la littérature avant le début de cette thèse, ainsi que les effets physiques sur lesquels elles se basent. Nous proposons dans ce chapitre deux nouvelles architec-tures, qui permettent de contourner certaines des limitations intrinsèques que nous avons mises en évidence.
Tout d’abord, nous nous intéresserons à l’architecture classique qui permet de réaliser une ligne à retards vrais accordables. Nous avons vu que cette architecture n’est pas agile en fré-quence et qu’elle est limitée aux basses fréfré-quences par l’inverse de la durée de vie de porteurs. Nous présenterons dans une première partie comment rendre cette ligne à retards accordables agile en fréquence, en utilisant la saturation croisée du gain.
Montée en fréquence des CPO par modulation croisée de gain pour le contrôle de retards accordables à haute
fréquence 142
Ensuite, nous nous intéresserons à l’architecture utilisant le couplage gain-indice qui permet de réaliser un déphaseur RF accordable. Nous avons vu que l’utilisation d’un filtre optique pour supprimer une des bandes latérales de modulation engendre de fortes contraintes d’un point de vue opérationnel. Nous verrons dans la seconde partie de ce chapitre comment réaliser un déphaseur RF avec des caractéristiques équivalentes, sans utiliser de filtre optique. Enfin nous montrerons aussi que ce type d’architecture peut être utilisé pour rendre accordable un oscillateur opto-électronique.
IV.1 Montée en fréquence des CPO par modulation croisée de
gain pour le contrôle de retards accordables à haute
fré-quence
Nous nous intéressons dans cette partie à la génération de retards accordables à haute fréquence, au delà de l’inverse de la durée de vie des porteurs. Dans le chapitre I, nous avons vu qu’il est possible de contrôler le retard vrai d’un signal RF sur porteuse optique dont la fréquence de modulation f0 dépasse la largeur de la résonance utilisée (cf. page 35). Nous avons montré que cette solution nécessite non seulement une résonance optique contrôlable centrée sur la fréquence de la bande latérale de modulation (ω0+ 2πf0), et non sur la fréquence de la porteuse optique (ω0), mais aussi un ajustement de n(ω1) − n(ω0) (cf. équation (I.32)). La bande passante instantanée Binst de cette ligne à retards accordables est par contre toujours limitée par la largeur de la résonance. L’ajustement de n(ω1) − n(ω0) nécessite un déphaseur RF accordable dont la bande passante instantanée est identique à celle de la ligne à retards accordables.
Nous avons illustré cette situation sur la figure IV.1. Les retards accordables, obtenus en utilisant une résonance optique centrée sur la fréquence de la bande latérale de modulation, permettent de rendre la phase RF linéaire par rapport à la fréquence RF : φ = 2πτf + φ0
sur [f0− Binst/2, f0+ Binst/2]. Quand τ est accordé, φ0 varie (figure IV.1(b)). Afin de réaliser une ligne à retards vrais accordables, il est nécessaire d’utiliser le déphaseur RF accordable pour ajuster le biais de phase φ0 (figure IV.1(c)) : pour un retard τ donné, une phase fixe −φ0
doit être introduite sur [f0− Binst/2, f0+ Binst/2]. On obtient alors une ligne à retards vrais accordables, où φ = 2πτf sur [f0− Binst/2, f0+ Binst/2] (figure IV.1(a)).
Cependant nous avons vu que la résonance introduite par les CPO est centrée sur la fréquence ω0 de la porteuse optique. Nous allons montrer dans le paragraphe suivant comment décaler cette résonance à une fréquence ω0+ 2πf0, avec f0 une fréquence RF arbitrairement élevée.
IV.1.a. Principe de la montée en fréquence des CPO par modulation croisée