Analyse des performances

Dans cette section, nous allons présenter une méthode pour analyser les trois topologies de réseau d’adaptation. Les performances thermiques ne sont pas seulement liées à la température maximale et à la puissance de sortie. Il est aussi nécessaire de prendre en considération la température moyenne et la taille de la carte de circuit imprimé, afin de comparer les différentes configurations de la manière la plus objective possible. En effet, la surface d’échange ainsi que la température ambiante ont une importance capitale dans l’estimation correcte du comportement thermique. Le facteur k défini par l’équation (39) est un outil efficace pour comparer le comportement thermique des différentes topologies.

Cette équation montre que plus grande est la valeur du facteur k, plus l'efficacité est faible et donc plus la performance diminue. ∆P/S représente la densité des pertes dans la carte du circuit imprimé. Nous pouvons utiliser cette formule pour analyser le comportement des trois circuits d'adaptation et ainsi comparer leurs performances.

Le Tableau 8 présente les différents paramètres permettant l’évaluation du paramètre k, mesuré à température ambiante. Tmax est la température maximale relevée sur l'ensemble du circuit, Tavg désigne la température moyenne à la surface de la carte de circuit imprimé. S est la

surface de la carte. ΔP est le paramètre qui mesure la différence de puissance entre la sortie et l'entrée.

Après avoir calculé le facteur k à partir de l'équation (40), indiqué dans le Tableau 8, nous pouvons voir que celui-ci vaut 258 pour le circuit simple stub, soit une valeur légèrement inférieure à celle obtenue pour le quart d'onde (277). Par contre, le facteur k correspondant au circuit double stub est beaucoup plus grand que ceux présentés par les deux précédentes topologies. On peut donc en conclure, à ce niveau, que la topologie simple stub présenterait la meilleure performance des trois circuits étudiés.

Tableau 8 : Paramètres caractéristiques mesurés en température ambiante.

Topologie T_max(°C) T_avg(°C)

1T Tmax Tave    2 ( ) S cm ΔP=Ps-Pe (dBm) K(°C. 2 cm /W) Simple Stub 31.2 28.1 3.1 8.2 X 6.5 -1.93 258 Double Stubs 31.0 24.8 6.2 9.1 X 8.2 -2.34 730 Quart d’onde 27.6 24.7 2.9 10.9 X 5.4 -2.1 277 Cependant, l’évaluation de la température moyenne est imprécise dans la mesure où la carte du circuit imprimé est connectée au support, ce qui affecte les mesures. Aussi, nous proposons

max ave T T k P S   _ (39)

l’utilisation de la température ambiante au lieu de la température moyenne dans l’évaluation du paramètre k. Nous avons ainsi la définition du paramètre

k

Nous pouvons calculer la différence2T entre la température maximum et la température

ambiante. Les résultats sont consignés dans le Tableau 9. 2T pour le circuit simple stub et

pour le circuit quart d'onde sont du même ordre de grandeur et beaucoup plus faible que celui associé au circuit double stub. De nouveau, avec ce nouveau critère, il apparaît une similitude comportementale entre la solution simple stub et la solution « quart d’onde », la topologie double stub restant la moins intéressante des trois.

Tableau 9 : Paramètres caractéristiques mesurés en température ambiante.

Topologie T_max(°C) Tamb(C)  2T TmaxTamb

2 ( ) S cm ΔP=Ps-Pe (dBm) kamb (°C. 2 cm /W) Simple Stub 31.2 25.6 5.6 8.2 X 6.5 -1.93 465.5 Double Stubs 31.0 21.9 9.1 9.1 X 8.2 -2.34 1164 Quart d’onde 27.6 22.3 5.3 10.9 X 5.4 -2.1 505.9 De la même manière que précédemment nous pouvons qualifier la performance thermique des circuits conçus à partir des règles de conception issues des premières conclusions. D’une manière générale, sur ces trois circuits, nous pouvons observer une baisse significative des pertes. Cela prouve que, pour une même topologie (simple stub, double stub ou quart d’onde), il est possible de trouver des configurations qui minimisent les pertes. Il existe donc un intérêt particulier à travailler sur les structures d’adaptation permettant de définir une structure optimale en termes de pertes.

Tableau 10 : Mesures de la puissance d’entrée et de la puissance de sortie pour les trois topologies étudiées à la fréquence 2GHz. Topologie Fréquence (GHz) Puissance d’entrée (dBm) Puissance de sortie (dBm) ΔP=Ps-Pe (dBm) Simple stub 2.0 33 31.9 -1.1 Double stubs 2.0 33 31.2 -1.8 Inversion Directe 2.0 33 32.1 -0.9

L’efficacité thermique, définie par le facteur k, de ces trois nouvelles configurations permet d’aider quant à l’optimisation du circuit d’adaptation. En effet, nous pouvons observer que ce facteur a peu évolué pour les topologies simples et double stub. Par contre, pour la topologie quart d’onde, une baisse significative de celui-ci est constatée. Aussi, nous pouvons conclure que cette dernière topologie est la topologie à privilégier lors de la conception de l’étage de sortie d’un amplificateur de puissance afin d’améliorer les performances de celui-ci.

Tableau 11 : Paramètres caractéristiques mesurés en température ambiante des topologies imposées.

Topologie T_max(°C) Tamb(C)  2T TmaxTamb

2 ( ) S cm ΔP=Ps-Pe (dBm) kamb (°C. 2 cm /W) Simple Stub 28.5 23.5 5 9.4X8.05 -1.1 487 Double Stubs 31.8 23.5 8.3 12.5X7.1 -1.8 1115 Inversion directe 28.5 23.5 5 8.4 X 5.1 -0.9 264 max amb amb T T k P S   _ (40)

2.5. Conclusion

Les résultats obtenus lors de ces travaux peuvent se décliner suivant plusieurs points :

Pour les trois topologies de circuits d’adaptation étudiées (simple stub, double stub et quart d’onde), on peut vérifier que le transfert maximum de puissance se produit à 2GHz, fréquence pour laquelle les circuits d’adaptation ont été optimisés. L’autre point intéressant réside dans l’émulation de l’impédance de sortie du transistor par transformation d’une charge 50 par la structure de Klopfenstein.

Bien évidemment, lorsque le coefficient de réflexion augmente, l’élévation moyenne de la température dans le circuit est moins importante. Ceci est lié au fait que moins de puissance transite dans la structure ce qui engendre moins de puissance à dissiper. Ceci est une information importante car elle permet de lier la puissance admise dans le circuit avec l’effet thermique qui l’accompagne. Il faut donc être particulièrement vigilant sur la conception de ces circuits d’adaptation lorsque la puissance est élevée. De plus, les différents éléments constitutifs ne réagissent pas de la même manière suivant la fréquence. Les ondes stationnaires potentielles évoluent différemment ce qui engendre une distribution différente des « points chauds » sur la structure.

Une conclusion intéressante est liée à la réponse thermique de la structure double stub. En effet, nous avons pu constater une élévation de la température localisée sur le premier stub. Si l’on s’attarde à l’impédance équivalente ramenée en parallèle par les stubs, il s’avère que la première est faible (stub CO de longueur électrique proche de 70°) alors que la deuxième est plus élevée (stub CO de longueur électrique proche de 160°). Il paraît alors opportun lors de la conception du circuit d’adaptation double stub d’imposer une contrainte sur la longueur des stubs afin de limiter le courant circulant dans ceux-ci et par conséquent mieux maîtriser la répartition de la température sur la structure.

Lorsque la structure est désadaptée, l’énergie se concentre à la sortie du transistor (i.e. à l’entrée du circuit émulant l’impédance présentée par le composant de puissance) et nous pouvons constater une élévation plus importante de la température dans cette région.

Afin de comparer d’une manière la plus objective possible, les dimensions de la carte pour chacune des topologies étudiées doivent être prises en compte. En effet, la surface d’échange ainsi que la température ambiante ont une importance capitale dans l’estimation correcte du comportement thermique.

Enfin, compte tenu de sa compacité et de sa réponse thermique, la structure d’inversion directe présente moins de pertes que les autres topologies. Outre une distribution plus homogène de la température le long de celle-ci, l’efficacité thermique, évaluée par le facteur k, est beaucoup plus faible que pour les autres configurations. Il est donc clair qu’il faut converger vers les structures d’adaptation permettant la transformation d’impédance par le chemin le plus court. Dans le cas de l’utilisation de lignes de transmission à impédance caractéristique constante, cela revient à la structure d’inversion directe proposée. Cependant, il conviendra d’étudier plus en détail les structures à saut d’impédance voire à gradient d’impédance afin de voir s’il est possible de minimiser ce chemin.