11. Etage de sortie

Etage de sortie 11.

11.1 I

Les convertisseurs numérique –analogique ont en sortie soit des sources de tension ou des sources de courant contrôlées numériquement. Dans ce dernier cas la sortie est directement utilisable. Il existe de nombreuses topologies différentes, nous n’allons pas tous les énumérer ici. Seuls trois topologies seront décrites dans cette introduction.

11.1.1 Convertisseur N/A avec source de tension en sortie

Lorsque la sortie est une source de tension contrôlée, il suffit d’ajouter un étage d’adaptation sous la forme d’un montage non-inverseur par exemple. La plage de tension de la source conditionne le type d’alimentation de l’amplificateur opérationnel.

VDD

VEE

N VDAC

V0

R2

R1

DAC 1 2

0 V

R 1 R V ⎟⎟⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

Figure 11-1 : Convertisseur N/A avec sortie en tension

11.1.2 Convertisseur N/A avec source de courant en sortie

Pour des sources de courant, les montages proposés à la ⁰Figure 11-2 permettent de passer en source de tension contrôlée en courant.

VDD

VEE

N

IDAC V0

R2

R1

DAC L 1 2

0 RI

R 1 R V ⎟⎟⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

= RL

Figure 11-2 : Convertisseur N/A avec sortie en courant

Pour un courant IDAC sortant, la tension mode commun de sortie est positive. L’alimentation de l’amplificateur opérationnel est également dépendante de la plage de variation de IDAC.

La ¹Figure 11-3 illustre le cas où le potentiel de la sortie en courant du convertisseur est fixée à 0V (masse virtuelle). Dans ce cas la résistance R0 de la source de courant contrôlée n’est parcourue par aucun courant. La valeur de cette résistance dépend de la valeur numérique à convertir.

Contrairement au schéma de la ²Figure 11-2, la tension de sortie est négative lorsque le courant sort du convertisseur A/N. Dans ce cas l’alimentation de l’amplificateur opérationnel de l’étage de sortie doit être bipolaire.

DAC

0 RI

V =−

Figure 11-3 : Convertisseur N/A avec sortie en courant

On pourrait encore citer de nombreuses topologies plus ou moins utilisées. Néanmoins ces quelques exemples montrent qu’il est important de connaître la plage de variation des sources contrôlées ainsi que la technologie du convertisseur de manière à définir le potentiel nominal sur la sortie du convertisseur A/N ainsi que les contraintes sur les alimentations de l’étage de sortie. Le fait d’avoir des sorties complémentaires ou non ne change pas le problème.

Ce chapitre est une description non exhaustive des montages les plus fréquents utilisés dans la pratique. En principe le fabricant d’un convertisseur propose un design adapté au composant sous la forme d’une note d’application ou directement dans la feuille de caractéristiques (data sheet)

11.2 C

’

Un exemple de sortie classique est celui de la sortie balancée en courant, c'est-à-dire que chaque sortie est en courant. Le lien entre les deux sorties correspond à deux sources de courant identiques contrôlées numériquement mais la commande est en complément à 1 non signée. Les courants sont donc toujours de même signe et ils sont liés par la relation

I I

I = _REF − 11.1

Où IREF correspond au courant de référence. Le courant I est lié au courant de référence IREF par la relation

N REF N

n n n

I d

I 2

2

1

∑

= = ^11.2

Les sorties sous formes de sources de courant commandées sont plus fréquentes que les sources de tension. Si le convertisseur est en technologie Bipolaire ou BiCMOS, il y a de forte chance pour que la sortie soit sous la forme de puits (sink) de courant (courant entrant). Dans le cas d’une structure R/2R, l’impédance de sortie est inférieure à 500Ω. Par contre pour une technologie CMOS où les sources (source) de courant (courant sortant) sont aussi plus probables, l’impédance de sortie est sensiblement plus haute, de l’ordre de 100kΩ

N

IDAC

IREF-IDAC

I0

I0

R0

R0

Figure 11-4 : Modèle simplifié de la sortie d’un convertisseur N/A

Un point important lors du design de l’étage de sortie d’un convertisseur N/A est la conformité de la plage de tension sur les sorties de manière à garantir la linéarité. Pour des convertisseurs alimentés en bipolaire, le potentiel des sorties est en général de 0V. Cette valeur peut facilement être réalisée par une conversion I/V (amplificateur opérationnel en montage à transimpérance). Cependant, les performances en terme de distorsion augmente lorsqu’une faible tension est appliquée sur les entrées au moyen d’une charge résistive. Dans le cas d’une alimentation unipolaire, la plage de tension sur les sorties est en général de [1V … 1.5V].

Les convertisseurs N/A récents ont en général de sorties balancées en courant. Cette structure permet d’augmenter la réjection du mode commun et de réduire les distorsions harmoniques. Les plages de courant de 2mA à 20mA sont les plus courantes.

Pour les applications AC, nécessitant de passer du mode balancé au mode commun, par exemple lors de l’utilisation d’un câble coax pour transmettre le signal de sortie, l’utilisation d’un transformateur RF est une solution souvent retenue. La ³Figure 11-5 montre un cas typique. Les sorties hautes impédances du convertisseur N/A sont connectées à une résistance de terminaison différentielle de 50Ω, cette dernière définissant l’impédance de source vue par le transformateur RF. La polarisation DC des sorties du convertisseur A/N est fixée par le potentiel du point milieu du transformateur.

L’impédance d’entrée du filtre LC est également de 50Ω, et par conséquent l’impédance rapportée au primaire est elle aussi de 50Ω. Dans ce cas les courants de sortie du convertisseur A/N sont divisés de manière égale entre la résistance de terminaison et le primaire du transformateur. La sortie du filtre LC est adaptée à la résistance de la charge, charge qui peut être un câble coax ayant une impédance caractéristique de 50Ω

Figure 11-5 : Couplage AC par transformateur

Le transformateur ne sert pas uniquement à convertir en courant les sorties balancées du convertisseur N/A, il offre aussi une isolation galvanique.

Pour des applications DC, le transformateur est remplacé par un amplificateur opérationnel en montage différentiel. Les résistances de 25Ω placées sur les entrées permettent de convertir les courants de sortie en tension de faible valeur. Puis l’étage différentiel permet, avec une amplification de 5, de fournir une tension de mode commun de ±1V. Bien entendu l’amplificateur opérationnel doit être alimenté en bipolaire.

I0

I0

[0mA … 20mA[

R0=25 Convertisseur A/N

CMOS

R0=25 CF

VDD

VEE

V0

R1=500 R2=1k

R1=500

R2=1k [20mA … 0mA[

0V ...0.5V

0.5V ...0V

1V … -1V

Figure 11-6 : Couplage DC à l’aide d’un amplificateur opérationnel alimenté en bipolaire

Le condensateur CF et les deux résistances de 25Ω forment un filtre différentiel passe-bas. Ce filtre permet réduire les distorsions dues aux transitions rapides des courants de sortie du convertisseur N/A. La fréquence de coupure du filtre est directement dépendante du type de convertisseur utilisé. Il faut donc se référer au fabricant.

Le schéma de la ⁴Figure 11-6 peut être modifié selon la ⁵Figure 11-7 de manière à pourvoir utilisé un amplificateur opérationnel alimenté en unipolaire. Il faut dans ce cas décaler la tension de sortie de la moitié de la tension d’alimentation, soit 2.5V dans le cas exposé. La tension de sortie varie donc entre

1.5V et 3.5V. La tension de décalage peut être crée soit à l’aide d’une référence de tension. Dans ce dernier car il est important de découpler la tension d’alimentation de manière à réduire autant que faire ce peut le bruit.

Convertisseur A/N CMOS

I0

I0

[0mA … 20mA[

R0=25

R0=25 CF

VDD

V0

R1=5k R2=10k

R1=5k

R2=10k [20mA … 0mA[

0V ...0.5V

0.5V ...0V

3.5V … 1.5V

VDD

VREF=2.5V

Figure 11-7 : Couplage DC à l’aide d’un amplificateur opérationnel alimenté en unipolaire

11.3 C

/

Dans le cas d’un convertisseur N/A avec puits de courant contrôlé, un montage à transimpédance (conversion I/V) est le moyen le plus souvent utilisé. L’avantage de cette méthode est que la tension sur la source de courant peut être fixée à la valeur adéquate.

La ⁶Figure 11-8 illustre le cas ou le potentiel des sorties I et I est forcé à 0V (masse virtuelle de l’entrée (-) de l’amplificateur opérationnel. Dans ce cas le convertisseur N/A doit être alimenté en bipolaire (dual supply). Le condensateur CF est déterminé en fonction de la capacité d’entrée de l’amplificateur opérationnel et de la capacité de sortie du convertisseur A/N.

Convertisseur A/N CMOS

I0

I0

[0mA … 10mA[

CF

VDD

R2=200

VEE

V0= [0V … 2V[

Figure 11-8 : Conversion I/V de base

Si le convertisseur A/N est alimenté en unipolaire (single supply), Les sorties I et I doivent être fixées à un potentiel positif. La ⁷Figure 11-9 illustre ce cas. Il existe bien entendu tout les configurations intermédiaires comme par exemple éviter la saturation de l’amplificateur vers 0V lorsqu’il est alimenté par une seule tension (single supply, rail to rail).

Convertisseur A/N CMOS

I0

I0

[0mA … 10mA[

CF

VDD

R2=200

V0= [1.25V … 3.25V[

VDD

VREF=1.25V

Figure 11-9 : Conversion I/V avec polarisation des sorties du convertisseur N/A

La ⁸Figure 11-10 montre le cas d’un convertisseur N/A à échelle R/2R avec une impédance de sortie dépendante de la valeur numérique d’entrée du convertisseur. La sortie I est forcée à 0V grâce à la masse virtuelle imposée par l’amplificateur opérationnel de l’étage de sortie. La résistance de contre réaction de 5kΩ est incluse dans le composant de manière à augmenter la stabilité en température.

Pour une référence de tension de 2.5V (entrée VREF), le courant de sortie (source) est compris dans la plage [0mA … 0.5mA[. Par conséquent, la plage de tension de sortie vaut [0V … -2.5V[. Les commutateurs travaillent toujours au même potentiel, quelque soit leur état. Grâce à cette astuce, la linéarité du convertisseur est accrue.

Le condensateur CF permet d’optimiser la réponse lors des transitions des états de commutateurs.

Figure 11-10 : Exemple de convertisseur N/A à échelle R/2R

11.3.2 Cas bipolaire

Il est possible de décaler le signal de sortie pour qu’il soit symétrique autour d’une valeur définie.

Convertisseur A/N CMOS

I0

I0

[0mA … 2.5mA[

CF

VDD

VEE

V0= [-1V … 1V[

R2=400 R1=800

VDD

VREF=2V

Figure 11-11 : Conversion I/V avec décalage de la tension de sortie

11.4 C

/

La ⁹Figure 11-12 donne un exemple de convertisseur N/A ou le courant de sortie est converti en tension par des résistances de 25Ω. On fait ici l’hypothèse que les courants dans les résistances R1 sont négligeables. Cette tension est amplifiée par un facteur 5. Cette technique est utilisée en lieu et place de la conversion I/V afin d’éviter des sauts brusques de courants ayant pour conséquence l’apparition d’une distorsion des tensions de sortie. La tension de mode commun V0CM permet d’ajuster le mode commun de la sortie selon les besoins de l’application.

VDD

V0(-)

VEE

V0(+) V0CM

Convertisseur A/N CMOS

I0

I0

[0mA … 20mA[

[0V … 0.5V[

[20mA … 0mA[

[0.5V … 0V[

R2=25k

R2=25k R1=5k

R1=5k R=25

R=25

[0V … -2.5V[

[-2.5V … 0V[

Figure 11-12 : Topologie générale d’une chaîne d’acquisition