Modélisation de différentes technologies de transistors bipolaires à grille isolée pour la simulation d'applications en électronique de puissance

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Submitted on 11 Jun 2007

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bipolaires à grille isolée pour la simulation d’applications en électronique de puissance

Rodolphe de Maglie

To cite this version:

Rodolphe de Maglie. Modélisation de différentes technologies de transistors bipolaires à grille

isolée pour la simulation d’applications en électronique de puissance. Micro et nanotechnolo-

gies/Microélectronique. Université Paul Sabatier - Toulouse III, 2007. Français. �tel-00153597�

Mod´ elisation de diff´ erentes technologies de transistors bipolaires ` a grille isol´ ee

pour la simulation d’applications en ´ electronique de puissance

TH` ESE

pr´ esent´ ee et soutenue publiquement le 20 avril 2007 pour l’obtention du

Doctorat de l’Universit´ e Paul Sabatier Toulouse III

(sp´ ecialit´ e g´ enie ´ electrique)

par

Rodolphe DE MAGLIE

Ing´ enieur ENSEEIHT

Composition du jury

Pr´ esident : P. Bidan Rapporteurs : Z. Khatir

H. Morel Examinateurs : J.-L. Schanen

M. Mermet-Guyennet Directeur de th` ese : P. Austin

Laboratoire d’Analyse et d’Architecture des Syst` emes du CNRS

Le travail pr´ esent´ e dans ce m´ emoire a ´ et´ e effectu´ e au sein du groupe ”Composants et Int´ egration de Puissance” (CIP) devenu ”Int´ egration de Syst` emes pour la Gestion de l’´ Energie” (ISGE) du Laboratoire d’Analyse et d’Architecture des Syst` emes (LAAS).

Je remercie Monsieur Malik Ghallab puis Raja Chatilla, Directeurs successifs du LAAS, de m’avoir accueilli au sein du laboratoire.

Je remercie ´ egalement Monsieur Jean-Louis Sanchez et Madame Marise Bafleur, Di- recteurs successifs du groupe ISGE, de m’avoir accueilli au sein de leur ´ equipe.

Ce travail a ´ et´ e conduit sous la direction de Monsieur Patrick Austin, Professeur ` a l’Universit´ e Paul Sabatier. Je tiens ` a le remercier pour sa confiance qui m’a permis de mener et d’orienter mes diff´ erentes recherches avec beaucoup de libert´ e. Je le remercie

´ egalement pour son soutien, permettant le bon d´ eroulement de ses ann´ ees de th` ese. La clart´ e de ce manuscrit doit beaucoup ` a ses nombreuses et n´ ecessaires corrections.

Je tiens ´ egalement ` a remercier Monsieur Jean-Luc Schanen, professeur ` a l’Institut National Polytechnique de Grenoble. Je le remercie de m’avoir toujours soutenu, mˆ eme si les conditions furent parfois difficiles. Je le remercie ´ egalement d’avoir particip´ e ` a mon jury de th` ese en temps qu’examinateur. Notre collaboration n’aura pas ´ et´ e aussi rapproch´ ee que le d´ efinissait le sujet de cette th` ese ` a l’origine mais j’esp` ere que nous aurons l’occasion de travailler ensemble par la suite.

Je tiens ` a remercier sp´ ecialement Monsieur Jean Louis Sanchez, Directeur de recherche au CNRS et ancien responsable du groupe ISGE, pour son soutien, ses conseils et son ´ ener- gie communicative. Nos conversations m’ont permis de comprendre beaucoup de choses : aussi bien sur le plan scientifique que sur le plan relationnel. Merci Jean-Louis pour ta disponibilit´ e et ta motivation sans faille. Et bon courage pour la suite de ton parcours dans les ’hautes sph` eres’ du CNRS.

Je remercie les autres membres de mon jury, et tout d’abord Monsieur Pierre Bidan, Professeur ` a l’Universit´ e de Toulouse III, qui m’a fait l’honneur d’accepter d’en ˆ etre le pr´ esident. Je remercie messieurs Zoubir Khatir, Charg´ e de recherche au Laboratoire des Technologie Nouvelles de l’INRETS et Herv´ e Morel, Directeur de recherche au laboratoire AMPERE de Lyon d’avoir pour avoir accept´ e de rapporter sur mon travail et pour tout l’int´ erˆ et que vous y avez port´ e. Je remercie ´ egalement Monsieur Michel Mermet-Guyennet, Directeur du laboratoire PEARL de Tarbes et ing´ enieur ALSTOM, pour avoir examin´ e mes travaux et m’avoir accueilli au sein de son laboratoire.

Je tiens ` a exprimer ma reconnaissance aux autres membres permanents du groupe ISGE que j’ai cˆ otoy´ es avec plaisir durant ses ann´ ees de th` eses. Une pens´ ee ´ egalement ` a tous les membres du laboratoire PEARL que j’ai crois´ es durant cette th` ese, je les remercie pour leur accueil et leur sympathie.

Je remercie ´ egalement les compagnons de caf´ et´ eria : Fr´ ed´ eric Morancho (Mister Cin´ ema

et gˆ ateaux ` a la broche : une merveille !), Karine Isoird, Magali Brunet (Guinness is good

for you !), Christophe Salam´ ero (Je connais un resto sympa ...), Nicolas Mauran (Monsieur

sourire), Sandrine Assie-Souleille (Miss Bricolage), Eric Imbernon qui du me supporter

quelques temps dans son bureau (TFC man), notre charmante Isabelle Nolhier, Nicolas

Nolhier et Fabrice Caignet.

Je salue ´ egalement les plus ou moins anciens doctorants : David Tr´ emouilles (le roi du Car´ etou), Jean-Phillipe Laine (petit Suisse), St´ ephane Alv` es, Patrice Besse, Wasim Habra (le calme et la s´ er´ enit´ e personnifi´ es), Lionel ’Piano’ Mussard, Ghislain Troussier ... et les petits nouveaux auxquels je souhaite beaucoup de courage et de r´ eussite pour la suite (et la fin) de leurs travaux : Florence Capy, Julie Legal (encore d´ esol´ e pour la blague sur le cassoulet ...), Amine Benazzi, Lo¨ıc Th´eolier, Yann ’Petrucci’ Weber (Randall : ¸ca d´echire ...), Albert C´ esari, Taoufik El Mastouli, St´ ephane Petitbon et tous les autres th´ esards du groupe. Salut ´ egalement ` a Jean-Luc Fock Sui Too, qui a la lourde de tˆ ache de continuer

`

a travailler sur les mod` eles, bon courage man, tu y arriveras !

Sp´ eciale d´ edicace ` a Abdelhakim Bourennane pour les simus ´ el´ ements finis et les nom- breuses discussions que nous avons eues. Je te souhaite vraiment le meilleur pour la suite.

Un tr` es tr` es grand merci aux autres compagnons de caf´ e du bureau 85C :

– tout d’abord Nicolas ’Stalone’ Guitard, un des premiers ` a nous avoir quitt´ e pour la

’vraie’ vie (comme ¸ca, j’ai pu lui piquer son bureau ...), un grand coucou ` a Anne et au petit Paul.

– Max ’la d´ ebrouille’ Dumonteuil, je n’ai toujours pas compris comment ce type tom- bait toujours sur les bons plans. En tout cas, merci, entre autres, pour la ’person- nalisation’ de mon scooter !

– Jean-Baptiste ’Aligot’ Sauveplane, le prince de la poutre (en silicium) ... et de Word (C’est facile : tu copies dans Powerpoint, tu enregistres sous Word et tu ins` eres avec Paint .... ou un truc dans le genre ...)

– Nicolas ’Cheville’ Lacrampe, celui qui a eu la lourde tˆ ache de me r´ ecup´ erer dans son bureau ... merci gars pour les mois pass´ es dans notre antre et d´ esol´ e pour ma musique que tu as due supporter bien malgr´ e toi.

– Christian ’Salsa’ Caramel, alias ’DJ Bombyx’, ’DJ Caramelo’, ’Mister Blagues’, ’C.

Cabanel’,... le th´ esard avec lequel j’ai le plus collabor´ e et voyag´ e. Merci pour les bons moments pass´ es ensemble. Un Mojito svp !

– je ne pouvais ´ egalement oubli´ e Ubisoft, qui a largement contribu´ e ` a l’am´ elioration de mon acquitt´ e visuelle !

Je remercie tous les membres de l’´ equipe de rugby du LAAS pour m’avoir fait d´ ecouvrir ce sport dans de bonnes conditions.

Je remercie ´ egalement tous les groupes de musique et mes divers instruments qui m’ont accompagn´ e les oreilles (et celles des autres ! ! ! !) durant ces travaux de th` ese. ’La musique est ce qu’il y a de mieux’ disait F. Zappa, peut-ˆ etre n’avait-t-il pas tort !

Enfin, je remercie ma famille de m’avoir soutenu depuis le d´ ebut. Je vous rassure : j’ai enfin fini mes ´ etudes...

Un ´ enorme merci ` a Marl` ene, qui a dˆ u me supporter, moi, ma musique de sauvage et mes coups de blues durant ces ann´ ees de th` ese.

Et pour conclure ces quelques mots, je me fais un petit coucou ` a moi-mˆ eme qui, je

l’esp` ere, dans quelques ann´ ees, feuillettera ce m´ emoire en essayant de se rappeler ces

ann´ ees de th` ese. Eh oui mon gars, souviens-toi comme c’´ etait bon !

Mon p` ere, il disait : ”‘Dans la vie, il n’y a pas de grand, pas de petit, la bonne longueur pour les jambes : c’est quand les pieds touchent bien par terre...

- Michel Colucci -

Extrait du sketch ’L’´ etudiant’ 1980

Table des figures 9

Introduction g´ en´ erale 13

Chapitre 1

G´ en´ eralit´ es sur la fonction interrupteur, principes de mod´ elisation

1.1 Les interrupteurs de puissance : aspects fonctionnels [1] . . . . 19

1.2 La cellule de commutation . . . . 21

1.2.1 Restriction du domaine d’´ etude . . . . 21

1.2.2 Fonctionnement de la cellule de commutation . . . . 22

1.3 Les modules de puissance . . . . 24

1.4 La diode de puissance PiN . . . . 26

1.4.1 G´ en´ eralit´ es . . . . 26

1.4.2 Principe de fonctionnement de la diode PiN . . . . 27

1.5 L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) . . . . 30

1.5.1 G´ en´ eralit´ es . . . . 30

1.5.2 Principe de fonctionnement de l’IGBT . . . . 30

1.5.3 D´ eclenchement du thyristor parasite : le ’latch-up’ [2] . . . . 36

1.5.4 Structures et topologies . . . . 37

1.5.5 Influence des param` etres physiques sur les performances . . . . 40

1.6 Influence de la temp´ erature . . . . 40

1.6.1 Comportement en temp´ erature de l’IGBT . . . . 40

1.6.2 Comportement en temp´ erature de la diode PiN . . . . 42

1.7 Mod` ele de composants ` a semiconducteurs actifs . . . . 42

1.7.1 Les diff´ erents types de mod` eles . . . . 42

1.7.2 Mod` ele physique distribu´ e de composant bipolaire . . . . 43

1.7.3 Les sous-mod` eles ´ electriques . . . . 44

1.7.4 R` egles d’assemblage des sous-mod` eles . . . . 57

1.7.5 Chute de tension globale aux bornes d’une structure de puissance . 59

1.7.6 D´ ependance en temp´ erature des param` etres [3] . . . . 60

1.8 Mod` ele de cˆ ablage . . . . 64

1.8.1 La n´ ecessit´ e de mod´ eliser le cˆ ablage . . . . 64

1.8.2 Les m´ ethodes de mod´ elisation du cˆ ablage . . . . 66

1.8.3 Les simulations ` a ´ el´ ements finis . . . . 67

1.8.4 Extraction du circuit ´ electrique ´ equivalent . . . . 68

1.9 Conclusion . . . . 74

Chapitre 2 L’IGBT ` a tranch´ ees : fonctionnement et mod´ elisation 2.1 G´ en´ eralit´ es . . . . 76

2.1.1 Structure . . . . 76

2.1.2 Avantages et inconv´ enients par rapport ` a la grille de type ’planar’ . 76 2.2 Injection Enhanced (ou PiN diode) Effect : principe . . . . 78

2.3 Influence de la g´ eom´ etrie de la tranch´ ee sur les performances de l’IGBT . . 79

2.3.1 Structure simul´ ee sous ISE-TCAD . . . . 79

2.3.2 R´ epartition des porteurs ` a l’´ etat passant dans la base . . . . 80

2.3.3 Influence de la g´ eom´ etrie de la tranch´ ee sur les performances en conduction . . . . 81

2.3.4 Influence de la g´ eom´ etrie de la tranch´ ee sur les performances dyna- miques . . . . 83

2.3.5 Cas d’un substrat de faible ´ epaisseur . . . . 84

2.4 Explications physiques de l’IE Effect . . . . 85

2.4.1 Approches donn´ ees dans la litt´ erature . . . . 85

2.4.2 Approche selon notre m´ ethode de mod´ elisation . . . . 88

2.4.3 Conclusions sur l’IE Effect . . . . 89

2.5 Mod` ele de l’IGBT ` a tranch´ ees . . . . 90

2.5.1 Pr´ esentation . . . . 90

2.5.2 Validation du mod` ele d’IGBT ` a tranch´ ees sur un module commercial 95 2.6 Conclusion . . . 100

Chapitre 3 Applications des mod` eles ` a l’analyse et ` a la conception de syst` emes en E. P. 3.1 Introduction . . . 104

3.2 Association de mod` eles de semiconducteurs et de cˆ ablage . . . 104

3.2.1 Topologie du module ´ etudi´ e . . . 105

3.2.2 Validation des mod` eles des puces IGBT et diode PiN . . . 106

3.2.5 Analyse des d´ es´ equilibres en courant . . . 116

3.3 L’architecture faibles pertes . . . 120

3.3.1 Pr´ esentation . . . 120

3.3.2 Principe de fonctionnement . . . 121

3.3.3 Structure discr` ete . . . 122

3.3.4 Structure int´ egr´ ee . . . 129

3.4 Conclusion . . . 136

Conclusion g´ en´ erale 139

Bibliographie 143

Chapitre 4

Annexe : ’spreading resistance’

Liste des publications 149

1.1 Grandes familles de convertisseurs. . . . 19

1.2 Caract´ eristique statique d’un interrupteur 4 quadrants type triac. . . . 20

1.3 Caract´ eristiques statiques des interrupteurs unidirectionnels. . . . 21

1.4 Caract´ eristiques statiques des interrupteurs. . . . 21

1.5 Structure d’un onduleur de tension triphas´ e. . . . 22

1.6 Sch´ ema d’une cellule de commutation de type hacheur. . . . 22

1.7 Formes d’ondes simplifi´ ees dans une cellule de type hacheur avec commande double impulsion. . . . 24

1.8 R´ epartition des diff´ erents types de composants en fonction de la puissance et de la fr´ equence d’utilisation. . . . . 25

1.9 Exemples de modules de puissance standard. . . . 26

1.10 Exemples de modules de puissance de type presspack. . . . 26

1.11 Vue en coupe de la structure de la diode PiN. . . . 27

1.12 Caract´ eristique statique de la diode PiN. . . . 28

1.13 Circuit ´ electrique pour l’´ etude du transitoire de la diode. . . . 29

1.14 Recouvrement d’une diode PiN. . . . 29

1.15 Vue en coupe de structures semiconductrices. . . . 31

1.16 Sch´ ema ´ equivalent de l’IGBT. . . . 31

1.17 Caract´ eristiques statiques I

= f (V

) d’un IGBT pour plusieurs polari- sations V

. . . . 32

1.18 R´ epartition des porteurs dans la base durant l’´ etat passant de l’IGBT. . . 33

1.19 Formes d’ondes de la phase d’amor¸cage d’un IGBT. . . . 35

1.20 Formes d’ondes de la phase de blocage d’un IGBT. . . . 36

1.21 Vue en coupe de structures IGBT et r´ epartition du champ ´ electrique sous polarit´ e directe (lignes continues) et inverse (lignes discontinues). . . . . . 38

1.22 Topologies de cellules ´ el´ ementaires. . . . 39

1.23 Caract´ eristiques statiques d’IGBT en fonction de la temp´ erature. . . . . . 42

1.24 R´ epartition des porteurs dans la base en r´ egime satur´ e. . . . 46

1.25 R´ epartition des porteurs dans la base en d´ esaturation. . . . 46

1.26 Circuit ´ electrique ´ equivalent ` a la r´ epartition des porteurs dans la base. . . 48

1.27 Asservissement des fronti` eres de la base. . . . 49

1.28 Repr´ esentation d’un ´ emetteur. . . . 50

1.29 M´ ecanisme de transport dans la base de type N . . . . 52

1.30 Sch´ ema ´ equivalent de la section MOS. . . . . 53

1.31 Mod` ele r´ esistif du caisson P/P

. . . . . 57

1.32 Courants et continuit´ e des porteurs ` a l’interface ´ emetteur P

/ZCE. . . . . 58

1.33 Courants ` a l’interface ´ emetteur P

/ZCE. . . . 59

1.34 Courants ` a l’interface ZCE/zone de stockage. . . . 59

1.35 Cellule de commutation avec deux interrupteurs en parall` ele. . . . 65

1.36 Formes d’ondes des courants des MOSFETs ` a la fermeture. . . . 66

1.37 R´ epartition du champ magn´ etique dans un moteur synchrone (source AN- SOFT). . . . . 68

1.38 Circuit ´ electrique ´ equivalent d’un conducteur simple. . . . 69

1.39 Exemples de mod` ele d’un conducteur simple. . . . 69

1.40 Circuit ´ electrique ´ equivalent de deux conducteurs. . . . 70

1.41 Sch´ ema capacitif entre 3 ´ el´ ements. . . . 71

1.42 Sch´ ema inductif entre 3 ´ el´ ements. . . . 72

1.43 Densit´ e de courant dans un conducteur sans et avec effet de peau. . . . 73

2.1 Coupes structurelles des IGBTs. . . . 76

2.2 Structure verticale de l’IGBT ` a tranch´ ees : conventions. . . . 79

2.3 Courbes simul´ ees de l’IGBT ` a tranch´ ees pour plusieurs V

(1/2). . . . 80

2.4 Courbes simul´ ees de l’IGBT ` a tranch´ ees pour plusieurs V

(2/2). . . . 81

2.5 Caract´ eristiques statiques I

= f (V

). . . . 82

2.6 Etude de l’influence de la g´ ´ eom´ etrie de la tranch´ ee sur l’IE Effect. . . . 83

2.7 I

= f (t) pour S = 1µm avec T comme variable. . . . . 84

2.8 Caract´ eristiques statiques I

= f (V

) dans le cas d’un substrat de faible ´ epaisseur. . . . 85

2.9 Mod´ elisation bas´ ee sur la mise en parall` ele d’un IGBT et d’une diode PiN. 86 2.10 Approche donn´ ee par Omura dans la litt´ erature. . . . 88

2.11 Comparaison des capacit´ es MOS des structures planar et ` a tranch´ ees . . . 90

2.12 Comparaison des r´ esistances du caisson P des structures planar et ` a tranch´ ees 90 2.13 G´ eom´ etrie de la cellule ´ el´ ementaire. . . . 92

2.14 Convention de courants ` a la jonction ´ emetteur P

/ base N

. . . . 92

2.15 Convention de courants ` a la jonction base N

/ caisson P . . . . . 93

2.16 Convention de courants ` a la jonction caisson P / ´ emetteur N

. . . . 93

2.17 Module commercial de calibre 75A et 600V . . . . 95

2.20 Comparaison des courbes statiques. . . . 98

2.21 Comparaison des formes d’ondes ` a l’ouverture de l’IGBT pour trois tem- p´ eratures. . . . 99

2.22 Caract´ eristique statique avec claquage par avalanche. . . 100

3.1 Vue en perspective du module ´ etudi´ e. . . 105

3.2 Vue de dessus du module sans les connexions de puissance ext´ erieures. . . . 106

3.3 Sch´ ema ´ electrique ´ equivalent du module ´ etudi´ e. . . 106

3.4 Comparaison simulations/mesures des caract´ eristiques statiques de la puce d’IGBT 3300V. . . 108

3.5 Comparaison simulations/mesures de la fermeture ` a 27 ° C. . . . 108

3.6 Comparaison simulations/mesures de l’ouverture ` a 27 ° C. . . 108

3.7 Comparaison simulations/mesures de la fermeture ` a 125 ° C. . . 109

3.8 Comparaison simulations/mesures de l’ouverture ` a 125 ° C. . . 109

3.9 Sch´ ema simul´ e sous Saber

du bras d’onduleur. . . 110

3.10 Comparaison simulation/mesure ` a la fermeture. . . 111

3.11 Comparaison simulation/mesure ` a l’ouverture. . . 111

3.12 Placement des num´ eros des puces. . . 112

3.13 Circuit simul´ e sous Saber

avec deux tiers de module. . . . 112

3.14 Vue g´ en´ erale de la double impulsion sans connectique. . . 113

3.15 Vue g´ en´ erale de la double impulsion avec connectique. . . 114

3.16 R´ epartition des courants dans les huit puces IGBT : vue g´ en´ erale de la double impulsion. . . 114

3.17 R´ epartition des courants dans les huit puces IGBT : zoom sur la fermeture. 115 3.18 R´ epartition des courants dans les huit puces IGBT : zoom sur l’ouverture. 115 3.19 Num´ ero des puces et positionnement des contacts sur un substrat du tiers de module. . . 116

3.20 Chemin simplifi´ e du courant de puissance pour chaque puce d’IGBT dans un demi tiers de module. . . 117

3.21 Chemin simplifi´ e du courant de grille pour chaque puce d’IGBT dans un demi tiers de module. . . 119

3.22 Sch´ ema du circuit de commande d’un IGBT avec les inductances parasites. 119 3.23 Architecture faibles pertes. . . 120

3.24 Formes d’ondes de l’architecture faibles pertes. . . 121

3.25 Comparaison des performances entre l’IGBT lent et l’IGBT rapide. . . 123

3.26 R´ epartition des courants dans les deux IGBTs ` a l’ouverture. . . 124

3.27 ´ Evolution de la tension V

durant la phase d’ouverture. . . 124

3.28 Pertes par cycle de commutation en fonction de la fr´ equence (Rapport cycle = 0.25). . . 125

3.29 Pertes par cycle de commutation en fonction de la fr´ equence (Rapport cycle = 0.5). . . 125

3.30 Pertes par cycle de commutation en fonction de la fr´ equence (Rapport cycle = 0.75). . . 126

3.31 Premi` ere solution : architecture faibles pertes avec une seule source de commande. . . . 127

3.32 Premi` ere solution : formes d’ondes des deux parties du Bi-IGBT ` a l’ouverture.127 3.33 Seconde solution : architecture faibles pertes avec une seule source de com- mande avec diodes. . . 128

3.34 Courants de puissance de l’architecture faibles pertes pour diverses com- mandes. . . 128

3.35 Coupe de la structure simul´ ee. . . 130

3.36 Courbes ´ electriques simul´ ees de l’architecture faibles pertes (´ el´ ements finis). 131 3.37 Zoom sur les courants ` a l’ouverture. . . 131

3.38 Densit´ e de courant dans la structure int´ egr´ ee. . . 132

3.39 Densit´ e de trous dans la structure int´ egr´ ee. . . 132

3.40 Vue de dessus de la puce du Bi-IGBT. . . . 133

3.41 Comparaison des caract´ eristiques statiques de la partie lente et de la partie rapide du Bi-IGBT. . . 134

3.42 Comparaison des courants de queue de la partie lente et de la partie rapide du Bi-IGBT. . . 134

3.43 Tensions de commandes du Bi-IGBT. . . 135

3.44 Ouverture d’un cycle de l’architecture faibles pertes. . . 135

3.45 Courant de queue de la partie rapide du Bi-IGBT. . . 136

4.1 R´ esultats du ’spreading resistance’. . . 148

Dans un monde o` u les pr´ eoccupations environnementales sont de plus en plus pr´ e- sentes, la maˆıtrise de l’´ energie devient un enjeu majeur de nos soci´ et´ es modernes. Dans ce cadre tr` es g´ en´ eral, les applications bas´ ees sur l’´ energie ´ electrique se trouvent en pro- gressions constantes en raison de leurs impacts relativement mod´ er´ es sur l’environnement.

Pour autant, la fiabilit´ e, le rendement et la compacit´ e des syst` emes de puissance doivent ˆ etre en permanence am´ elior´ es afin d’obtenir une meilleure gestion de cette ´ energie ´ elec- trique qui est de plus en plus diffusante.

Les syst` emes d´ edi´ es aux applications ´ electriques sont construits autour de convertis- seurs qui permettent la mise en forme de l’´ energie. Ces convertisseurs sont principalement bˆ atis ` a partir de modules qui regroupent plusieurs composants semiconducteurs de puis- sance reli´ es entre eux par des pistes conduisant les courants. L’am´ elioration des perfor- mances de telles structures passe par la prise en compte, d` es la phase de conception, des ph´ enom` enes physiques mis en jeu (´ electrique, thermique, CEM,...) et de leurs couplages au coeur du syst` eme.

Dans ce contexte, le recours ` a la simulation est indispensable dans une phase de concep- tion d’un nouveau produit. En effet, le prototypage virtuel est d´ esormais utilis´ e dans tous les domaines pour des raisons de gains de coˆ ut et de temps. Il est donc n´ ecessaire de cr´ eer les mod` eles d´ ecrivant les ph´ enom` enes r´ egissant le fonctionnement d’un syst` eme et de ses sous-ensembles. Pour cela, plusieurs types de mod´ elisation sont possibles : la mod´ elisa- tion comportementale, la mod´ elisation physique et la mod´ elisation par ´ el´ ements finis. Les mod` eles associ´ es doivent remplir plusieurs rˆ oles :

– Prendre en compte les derni` eres am´ eliorations technologiques des nouveaux compo- sants.

– Permettre l’analyser des ph´ enom` enes internes des syst` emes d´ ej` a existants afin d’am´ e- liorer leur fiabilit´ e.

– Pr´ edire le comportement de nouvelles architectures en amont de la r´ ealisation ex-

p´ erimentale.

L’objet de cette th` ese porte sur ces trois aspects puisque nous aborderons la mod´ e- lisation analytique d’un IGBT ` a tranch´ ees, la simulation d’un module de puissance puis nous d´ evelopperons une nouvelle structure semiconductrice de puissance.

L’outil de simulation Saber

sera le principal logiciel support de nos travaux. Cepen- dant, la simulation ` a ´ el´ ements finis sera utilis´ ee au travers du logiciel Maxwell

3D pour la mod´ elisation des structures passives et des outils ISE-TCAD pour l’analyse du com- portement interne des structures semiconductrices.

L’objet du premier chapitre est de pr´ esenter les concepts, les approches et les outils n´ ecessaires utilis´ es tout au long de ce m´ emoire. Ainsi, dans un premier temps, les aspects fonctionnels des interrupteurs statiques en ´ electronique de puissance seront pr´ esent´ es pour se concentrer ensuite sur les modules de puissance ` a IGBT. Ces modules sont compos´ ees de puces d’IGBT et de diode PiN. Ainsi, les diff´ erentes structures et les principes de fonctionnement interne de ces composants semiconducteurs seront rappel´ es. Ensuite, les diff´ erents types de mod´ elisation seront pr´ esent´ ees avec une attention particuli` ere sur notre approche physique de mod´ elisation. La difficult´ e dans la mod´ elisation physique des com- posants bipolaires de puissance est la prise en compte de ph´ enom` enes li´ es au stockage des porteurs dans la base large et peu dop´ ee de type N

. Cette charge stock´ ee qui, en phase de conduction, permet de r´ eduire la chute de tension ` a l’´ etat passant par rapport ` a un com- posant unipolaire devient un inconv´ enient lors des phases de fermeture car elle entraˆıne un retard entre la tension et le courant. Une mod´ elisation distribu´ ee sp´ ecifique permet de connaˆıtre avec pr´ ecision l’´ evolution de cette charge et donc de mod´ eliser avec pr´ ecision les formes d’ondes ´ electriques associ´ ees au composant dans un large spectre de conditions de fonctionnement et d’environnements proches. C’est l’´ equation de diffusion ambipolaire qui permet de d´ ecrire l’´ evolution des porteurs dans la base. Ainsi, une approche originale de sa r´ esolution sera pr´ esent´ ee. La d´ ependance en temp´ erature des diff´ erents param` etres physiques alimentant les mod` eles physiques analytiques sera donn´ ee. Ce chapitre se ter- mine par une pr´ esentation des diff´ erentes m´ ethodes de mod´ elisation des ´ el´ ements passifs avec un d´ eveloppement de la m´ ethode utilis´ ee dans le cadre de nos travaux.

La description et la mod´ elisation de l’IGBT ` a grille en tranch´ ees sont les th` emes abor- d´ es dans le chapitre 2. Apr` es une pr´ esentation non exhaustive de cette structure d’IGBT, une ´ etude comparative avec les IGBTs ` a grille planar portant sur les performances et la technologie sera donn´ ee. Un accent sera port´ e sur un ph´ enom` ene ´ electrique propre ` a cette structure appel´ e IE Effect ou PiN Diode Effect dans la litt´ erature. Des simulations

`

a ´ el´ ements finis permettront de mettre en ´ evidence ce ph´ enom` ene b´ en´ efique pour les per-

mod` ele d’IGBT ` a tranch´ ee sera pr´ esent´ e et valid´ e sur un module du commerce ` a l’aide de confrontation entre les simulations et la mesure.

Le chapitre 3 est consacr´ e ` a l’utilisation de notre approche de mod´ elisation dans le

cadre de l’analyse et la conception en ´ electronique de puissance. Une premi` ere ´ etude sur

l’association des mod` eles de semiconducteurs et de connectique sera men´ ee afin de mettre

en avant les contraintes ´ electriques pr´ esentes sur les diff´ erentes puces d’IGBT mises en

parall` ele ` a l’int´ erieur d’un module commercial. Les mod` eles seront ensuite utilis´ es dans

le cadre de la conception d’une nouvelle structure semiconductrice bas´ ee sur le concept

de l’int´ egration fonctionnelle. Cette structure appel´ ee Bi-IGBT combine des faibles pertes

en conduction et en commutation. La validation de sa fonctionnalit´ e sera faite ` a l’aide de

nos mod` eles physiques analytiques sous le logiciel Saber

. Le fonctionnement interne de

cette structure int´ egr´ ee sera ensuite mod´ elis´ e ` a l’aide de simulations ` a ´ el´ ements finis. La

r´ ealisation de cette structure sera enfin pr´ esent´ ee avec des r´ esultats exp´ erimentaux.

G´ en´ eralit´ es sur la fonction interrupteur, principes de

mod´ elisation

Sommaire

1.1 Les interrupteurs de puissance : aspects fonctionnels [1] . . . 19

1.2 La cellule de commutation . . . . 21

1.2.1 Restriction du domaine d’´ etude . . . . 21

1.2.2 Fonctionnement de la cellule de commutation . . . . 22

1.3 Les modules de puissance . . . . 24

1.4 La diode de puissance PiN . . . . 26

1.4.1 G´ en´ eralit´ es . . . . 26

1.4.2 Principe de fonctionnement de la diode PiN . . . . 27

1.5 L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) . . . . 30

1.5.1 G´ en´ eralit´ es . . . . 30

1.5.2 Principe de fonctionnement de l’IGBT . . . . 30

1.5.3 D´ eclenchement du thyristor parasite : le ’latch-up’ [2] . . . . . 36

1.5.4 Structures et topologies . . . . 37

1.5.5 Influence des param` etres physiques sur les performances . . . . 40

1.6 Influence de la temp´ erature . . . . 40

1.6.1 Comportement en temp´ erature de l’IGBT . . . . 40

1.6.2 Comportement en temp´ erature de la diode PiN . . . . 42

1.7 Mod` ele de composants ` a semiconducteurs actifs . . . . 42

1.7.1 Les diff´ erents types de mod` eles . . . . 42

1.7.2 Mod` ele physique distribu´ e de composant bipolaire . . . . 43

1.7.3 Les sous-mod` eles ´ electriques . . . . 44

1.7.4 R` egles d’assemblage des sous-mod` eles . . . . 57

1.7.5 Chute de tension globale aux bornes d’une structure de puissance 59 1.7.6 D´ ependance en temp´ erature des param` etres [3] . . . . 60

1.8 Mod` ele de cˆ ablage . . . . 64

1.8.1 La n´ ecessit´ e de mod´ eliser le cˆ ablage . . . . 64

1.8.2 Les m´ ethodes de mod´ elisation du cˆ ablage . . . . 66

1.8.3 Les simulations ` a ´ el´ ements finis . . . . 67

1.8.4 Extraction du circuit ´ electrique ´ equivalent . . . . 68

1.9 Conclusion . . . . 74

1.1 Les interrupteurs de puissance : aspects fonction- nels [1]

L’objectif de l’´ electronique de puissance est de convertir l’´ energie ´ electrique entre un g´ en´ erateur et un r´ ecepteur qui sont souvent de nature diff´ erente. C’est pourquoi, afin d’assurer le flux d’´ energie entre les deux, l’utilisation des convertisseurs d’´ energie ´ electrique qui adaptent les caract´ eristiques et les diff´ erentes formes de l’´ energie ´ electrique (continue ou alternative) est n´ ecessaire. La figure 1.1 rappelle les grandes familles de convertisseurs qui peuvent ˆ etre soit directs, soit indirects en faisant appel ` a l’association de plusieurs convertisseurs directs. Deux types de sources sont pr´ esentes dans cette figure, ` a savoir les sources de tension ou de courant continues (E

et E

) et les sources alternatives caract´ eris´ ees par leur amplitude et leur fr´ equence (V

, f

et V

, f

). Ces convertisseurs sont r´ ealis´ es avec des interrupteurs ` a base de composants ` a semiconducteurs et de composants passifs tels des inductances ou des capacit´ es. Les premiers permettent de contrˆ oler le transfert de l’ ´ energie ´ electrique tandis que les seconds servent ` a filtrer les formes d’ondes de cette ´ energie. Les interrupteurs se comportent comme des r´ esistances non lin´ eaires qui,

`

a l’´ etat passant, doivent ˆ etre les plus faibles possibles et ` a l’´ etat bloqu´ e, les plus grandes possibles. Le fait de ne pas utiliser de pi` eces tournantes pour la mat´ erialisation de ces convertisseurs nous conduit ` a les nommer ’convertisseurs statiques’.

E

E

V

, f

Convertisseur indirect

V

, f

Onduleur

Redresseur continu-continu Hacheur

de fr´ equence Convertisseur indirect

Convertisseur direct de fr´ equence

Fig. 1.1 – Grandes familles de convertisseurs.

Ces convertisseurs permettent d’amener l’´ energie du g´ en´ erateur vers le r´ ecepteur ou r´ eciproquement suivant la r´ eversibilit´ e du syst` eme. Par exemple, dans le domaine de la traction ferroviaire, lorsque qu’un train acc´ el` ere, l’´ energie est apport´ ee du r´ eseau ´ electrique au travers des cat´ enaires ` a la machine ´ electrique qui transforme cette ´ energie ´ electrique en

´ energie m´ ecanique. En phase de freinage, le train poss` ede une ´ energie cin´ etique ` a ´ evacuer

afin de freiner le train. Pour cela, un transfert d’´ energie de la machine ´ electrique vers le

r´ eseau ou vers une r´ esistance ballast est effectu´ e au travers du mˆ eme convertisseur sta-

tique. Ces contraintes impliquent que les convertisseurs doivent assurer une r´ eversibilit´ e soit en courant soit en tension. Ceci se traduit par une bidirectionnalit´ e en tension et/ou en courant des interrupteurs qui les composent.

Dans le plan I/V, un interrupteur bidirectionnel en courant et en tension va occu- per les quatre quadrants comme indiqu´ e sur la figure 1.2. Si l’interrupteur est consid´ er´ e comme id´ eal, sa caract´ eristique statique se confondra avec les axes du plan I/V. Cepen- dant, dans les syst` emes de ´ electronique de puissance, ce type d’interrupteur (hormis le triac) ne peut ˆ etre obtenu que par association d’interrupteurs ` a deux ou trois segments.

De plus, les convertisseurs statiques classiques n’ont besoin souvent que d’interrupteurs ` a deux ou trois segments pour assurer leur fonction.

Il existe donc plusieurs types d’interrupteurs :

– les interrupteurs unidirectionnels en tension et en courant. Les transistors bipo- laires, MOSFET (Metal Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor) ou IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ont cette caract´ eristique avec une tension et un courant de mˆ eme signe (Fig. 1.3(b)). Lorsque les signes sont diff´ erents, il s’agit d’un comportement de type diode (Fig. 1.3(a)),

– les interrupteurs bidirectionnels en tension ou en courant. Ces interrupteurs ` a trois segments sont soit une structure de type thyristor (Fig. 1.4(a)), soit l’association de plusieurs interrupteurs transistor ou diode comme l’exemple du thyristordual (Fig.

1.4(b)),

– les interrupteurs bidirectionnels en courant et en tension. Seul le triac est capable d’assumer cette fonction seul (Fig. 1.2). Il existe n´ eanmoins des associations d’in- terrupteurs ` a deux ou trois segments pour synth´ etiser cette fonction.

V Etat bloqu´ e Etat passant I

Fig. 1.2 – Caract´ eristique statique d’un interrupteur 4 quadrants type triac.

V

I

K

A I

V

(a) 2 segments type diode

V

I

K A I

V

(b) 2 segments type transistor

Fig. 1.3 – Caract´ eristiques statiques des interrupteurs unidirectionnels.

V

I

K

A I

V

(a) 3 segments type thyristor

V

K

I

A I

V

(b) 3 segments type thyristor dual

Fig. 1.4 – Caract´ eristiques statiques des interrupteurs.

1.2 La cellule de commutation

1.2.1 Restriction du domaine d’´ etude

L’´ etude en dynamique de tout convertisseur statique peut ˆ etre ramener ` a l’´ etude de la cellule ´ el´ ementaire de commutation suivant les r` egles qui r´ egissent les commutations [4].

Cette cellule est compos´ ee de deux interrupteurs qui changent d’´ etat de fa¸con compl´ e- mentaire. Ce changement d’´ etat revient ` a faire passer ces interrupteurs d’un ´ etat bloqu´ e

`

a un ´ etat passant : cette action est appel´ e l’amor¸cage de l’interrupteur (ou sa mise en conduction ou sa fermeture ou encore Turn-On Transient), l’op´ eration inverse s’appelle la blocage de l’interrupteur (ou ouverture ou encore Turn-Off Transient).

En prenant l’exemple de l’onduleur triphas´ e (Fig. 1.5), suivant le mode de commande envisag´ e, la commutation d’un interrupteur se fera toujours de chaque bras sur l’autre sous la tension du bus d’alimentation et avec comme charge une source de courant instantan´ ee.

Pour cet exemple, trois cellules de commutation peuvent ˆ etre donc d´ efinies. Ces cellules sont identiques d’un point de vue syst` eme. Par contre, de nombreux facteurs vont faire varier sensiblement leur fonctionnement dans la r´ ealit´ e :

– la disposition g´ eographique des composants fait que les chemins d’acc` es aux inter-

rupteurs sont plus ou moins longs et/ou ’faciles’ pour le courant au niveau de la commande et au niveau de la puissance,

– la dispersion entre les composants peut faire que les formes d’ondes de deux d’in- terrupteurs ` a priori identiques soient diff´ erentes,

– la dispersion de la temp´ erature dans tout le syst` eme peut aussi ˆ etre la cause de dispersion sur le comportement ´ electrique.

V (=)

I

(∼) I

(∼) I

(∼)

Fig. 1.5 – Structure d’un onduleur de tension triphas´ e.

La cellule de commutation ´ el´ ementaire sera pour toute notre ´ etude une cellule de type hacheur (Fig. 1.6). En effet, dans les modules de puissance ´ etudi´ es, la commutation se fait toujours d’un composant IGBT sur une diode PiN ; le convertisseur associ´ e ´ etant par exemple un onduleur triphas´ e ` a commande MLI (Modulation de Largeur d’Impulsion).

Lm

Ich

Vcom VGK

IA

ID

VD

Diode PIN

VAK

IGBT RG

E

Fig. 1.6 – Sch´ ema d’une cellule de commutation de type hacheur.

1.2.2 Fonctionnement de la cellule de commutation

L’utilisation d’une commande double impulsion permet de reproduire de mani` ere

simple le fonctionnement dynamique de la cellule de commutation dans des conditions

de tension et de courant voulues. La source de tension est alors un condensateur charg´ e

pour fournir l’´ energie n´ ecessaire uniquement ` a deux impulsions (deux fermetures et deux ouvertures). La charge utilis´ ee est une inductance qui permet de faire monter le courant jusqu’` a la valeur d’´ etude d´ esir´ ee. Les formes d’ondes simplifi´ ees de cette configuration double impulsion sont donn´ ees figure 1.7.

Les s´ equences de fonctionnement, sans prendre pour l’instant en consid´ eration tous les ph´ enom` enes durant la commutation, sont les suivantes :

– Conditions initiales : V

= E avec E la tension d’entr´ ee continue, le courant le traversant I

= 0, l’IGBT est donc bloqu´ e

– ` a t = t

, l’IGBT est ferm´ e en appliquant une tension V

positive et sup´ erieure ` a la tension de seuil de l’IGBT V

. En consid´ erant la chute de tension ` a l’´ etat passant nulle et une inductance parfaite comme charge, le courant I

va croˆıtre de fa¸con lin´ eaire suivant l’´ equation I

= (E/L)t + I

, L ´ etant la valeur de l’inductance de charge et I

la valeur initiale du courant (dans notre cas I

est nul). I

va donc croˆıtre jusqu’` a la valeur d’´ etude d´ esir´ ee I

.

– ` a t = t

, l’IGBT est ouvert, apparaˆıt alors ` a ses bornes la tension continue d’entr´ ee E ainsi qu’une surtension suppl´ ementaire due ` a l’´ energie stock´ ee dans l’inductance de maille du circuit L

. Apparaˆıt ´ egalement le courant de queue de l’IGBT qui doit

´

evacuer sa charge stock´ ee.

– ` a t = t

, le courant de queue a disparu : c’est la phase de roue libre. Le courant I

circule en boucle ferm´ ee entre la diode et l’inductance de charge, la tension aux bornes de l’IGBT est la tension E. En consid´ erant la diode parfaite ` a l’´ etat passant et l’inductance de charge pure, le courant I

garde une valeur constante. Dans la r´ ealit´ e, la chute de tension ` a l’´ etat passant de la diode ainsi que l’aspect r´ esistif de la charge et des interconnexions vont faire que le courant I

d´ ecroˆıt lentement. Il faut donc s’arranger pour que la dur´ ee (t

− t

) soit la plus courte possible afin de conserver le courant I

le plus constant possible entre l’ouverture et la fermeture de l’IGBT tout en atteignant un r´ egime stable de conduction.

– ` a t = t

, l’IGBT est ferm´ e : la tension ` a ses bornes va alors d´ ecroˆıtre jusqu’` a z´ ero et apparaˆıt le courant de recouvrement de la diode qui doit ´ evacuer aussi sa charge stock´ ee. Le courant I

pr´ esente donc un pic qui disparaˆıt ` a t = t

.

– ` a t = t

, le courant I

croˆıt de fa¸con lin´ eaire comme entre t

et t

.

I

I

t

I

I

t V

V

t E

−E

t

t

t

t

t

t

Fig. 1.7 – Formes d’ondes simplifi´ ees dans une cellule de type hacheur avec commande double impulsion.

1.3 Les modules de puissance

La figure 1.8 montre les diff´ erents types d’interrupteurs g´ en´ eralement utilis´ es en fonc- tion de la gamme de puissance et de la fr´ equence d’utilisation. Les modules ` a IGBT sont utilis´ es principalement pour des applications moyenne fr´ equence et moyenne puissance.

Pour obtenir les calibres de courant d´ esir´ es, la mise en parall` ele de puces ´ el´ ementaires, reli´ ees entre elles, au travers des bondings, par des pistes de cuivre est n´ ecessaire.

Les modules se d´ eclinent principalement sous deux grandes familles de ’packaging’ que sont le module standard (Fig. 1.9) et le ’press-pack’ (Fig. 1.10). Le tableau 1.1 pr´ esente les avantages et inconv´ enients des modules standards et des ’press-packs’. Les figures 1.9 et 1.10 montrent quelques exemples de modules du commerce en technologies standard et

’press-pack’ respectivement.

Fr´ equence d’utilisation (Hz) 10

10

10

10

10

10

10

10

10

10

10

10

10

P uissa nce (W )

10

MOS discret IGBT

Thyristor

discret IGBT GTO

Module

Fig. 1.8 – R´ epartition des diff´ erents types de composants en fonction de la puissance et de la fr´ equence d’utilisation.

Avantages Inconv´ enients

Module - Technologie mature - Explosion ` a la destruction

standard - Coˆ ut - N´ ecessite des connexions

de puissance inductives

- Refroidissement par la semelle

’Press-pack’ - Mise en court-circuit - Mise en oeuvre (serrage) naturelle ` a la destruction - Technologie non mature - Refroidissement double face - Coˆ ut

- Mise en s´ erie (empilage) - Bonne r´ esistance ` a la fatigue thermique

- Pas d’explosion ` a la destruction

Tab. 1.1 – Avantages et inconv´ enients des modules standard et ’Press-pack’.

Fig. 1.9 – Exemples de modules de puissance standard.

Fig. 1.10 – Exemples de modules de puissance de type presspack.

1.4 La diode de puissance PiN

1.4.1 G´ en´ eralit´ es

En ´ electronique de puissance, la diode a principalement deux fonctions. Elle est utilis´ ee soit pour assurer les fonctions de redressement dans les convertisseurs statiques alterna- tif/continu (redresseur) soit pour assurer la continuit´ e du courant (phase de roue libre) dans les cellules ´ el´ ementaires de commutation. Deux types de diodes vont donc ˆ etre uti- lis´ ees : les diodes destin´ ees au redressement (faible chute de tension ` a l’´ etat) et les diodes destin´ ees ` a la commutation (faible perte ` a la commutation).

La diode PiN est de type bipolaire. Elle est constitu´ ee de deux ´ emetteurs de types

oppos´ es (P et N ) et d’une base profonde et peu dop´ ee de type N

(Fig. 1.11). Cette der-

ni` ere r´ egion est quasi intrins` eque et c’est la raison pour laquelle cette diode est d´ enomm´ ee

diode P iN ou P πN . Deux proc´ ed´ es de fabrication sont utilis´ es. Le premier consiste ` a dif-

fuser les ´ emetteurs dans un substrat massif N

et le second consiste ` a ´ epitaxier la r´ egion

N

sur un substrat N

avec une diffusion de l’´ emetteur P

. Les diodes sur substrat mas- sif sont principalement utilis´ ees dans les applications o` u la tension est sup´ erieure ` a 1500V . Les performances la diode PiN, en consid´ erant le compromis performances statiques/

performances dynamiques peuvent ˆ etre r´ egl´ ees de deux mani` eres :

– en ajustant la dur´ ee de vie des porteurs dans la base. Ce r´ eglage s’effectue ` a l’aide d’introduction de centres recombinants tel que l’or ou par irradiation de particules

`

a forte ´ energie (protonage). Ces diodes sont d´ enomm´ ees ` a dur´ ee de vie contrˆ ol´ ee.

– en ajustant les efficacit´ es d’injection des ´ emetteurs. Un ´ emetteur semi-transparent dont l’efficacit´ e d’injection est r´ eduite est substitu´ e ` a l’´ emetteur P

relativement

´

epais et fortement dop´ e. Ces diodes sont d´ enomm´ ees ` a contrˆ ole d’injection.

N⁻

N⁺ P⁺ Anode

Cathode

Fig. 1.11 – Vue en coupe de la structure de la diode PiN.

1.4.2 Principe de fonctionnement de la diode PiN

a) ´ Etude statique

Comme dans la plupart des composants de puissance verticaux, la r´ egion de base N

permet de supporter la tension grˆ ace ` a l’´ etalement de la zone de charge d’espace en polarisation inverse de la jonction P

N

. C’est la raison pour laquelle cette r´ egion doit ˆ etre profonde et faiblement dop´ ee pour tenir des tensions ´ elev´ ees. En raison de son caract` ere intrins` eque, la r´ egion de base se retrouve en haut niveau d’injection ` a l’´ etat passant. La charge stock´ ee est importante et permet une augmentation de la conductivit´ e de la r´ egion de base avec pour cons´ equence une faible chute de tension ` a l’´ etat passant.

La contrepartie est que la disparition de cette charge se fait par recombinaison. Ceci

se caract´ erise ´ electriquement par un courant de recouvrement important qui ralentit ` a

la fois les vitesses de commutation et augmente les pertes dynamiques. Un exemple de

caract´ eristique statique d’une diode PiN est donn´ e figure 1.12.

Vseuil

bloqu´ e

VAK(V) IA(A)

passant

Fig. 1.12 – Caract´ eristique statique de la diode PiN.

Il est possible d’avoir soit un mode passant (V

> V

), soit un mode bloqu´ e (V

< V

) avec V

la tension de seuil de la diode. Dans ce dernier cas, c’est la jonction P

/N

qui est polaris´ ee en inverse (fig. 1.11). C’est l’extension de la zone de charge d’espace dans la r´ egion de base qui va d´ eterminer au premier ordre la tenue en tension. A ce stade, deux remarques g´ en´ erales sur la tenue en tension doivent ˆ etre faites [5] :

– la distance intercellulaire (dans le cas des composants multicellulaires) doit ˆ etre convenablement choisie afin d’assurer le ph´ enom` ene de l’autoblindage entre chaque cellule.

– les cellules p´ eriph´ eriques doivent ˆ etre prot´ eg´ ees par une technique de garde que sont soient les terminaisons de jonction [6], les anneaux de garde [7], les ´ electrodes de champ [8], les couches semi-r´ esistives [9] ou la technique RESURF [10].

b) ´ Etude dynamique

La commutation d’une diode au blocage dans son environnement peut ˆ etre ramen´ ee au circuit ´ electrique donn´ e figure 1.13. Le fonctionnement en est le suivant (cf. fig. 1.14) : – la diode est ` a l’´ etat initial passante et les interrupteurs K

et K

sont ouverts,

I

= I

.

– l’interrupteur K

est ferm´ e : dI

/dt = −E/(L

+ L

). C’est donc le circuit ext´ erieur

`

a la diode qui va imposer son temps de d´ esaturation t

(temps pour lequel la diode va retrouver son pouvoir bloquant : I

= 0).

– la tension inverse aux bornes de la diode va ensuite augmenter jusqu’` a ˆ etre ´ egale ` a la

tension d’alimentation E. La d´ ecroissance du courant I

va ˆ etre ralentie jusqu’` a son

annulation : I

prend alors sa valeur maximale not´ ee commun´ ement I

` a l’instant

correspondant t

o` u V

= −E.

– l’interrupteur K

permet de terminer la commutation dans un type redresseur si il reste ouvert ou dans un type roue libre si il est ferm´ e. Dans tous les cas, l’inductance correspondante (L

+ L

si K

ouvert ou L

si K

ferm´ e) va imposer une surtension dont la valeur maximale V

correspond au changement de signe de la d´ eriv´ ee du courant ` a l’instant t

. Le temps de recouvrement correspond ` a la dur´ ee entre t

et l’intersection entre la tangente du courant ` a l’instant t

et l’axe des abscisses.

– la diode est compl` etement bloqu´ ee lorsque le courant la traversant est quasiment nul et la tension V

= −E, ceci apr` es une phase d’oscillation entre le courant et la tension.

VE

K1

K2

Ich

Diode PIN

Lp

Ls

VAK

IA

Fig. 1.13 – Circuit ´ electrique pour l’´ etude du transitoire de la diode.

−E

V

I

t

t 0

0 V

(V ) I

(A)

t

t

t

t

Fig. 1.14 – Recouvrement d’une diode PiN.

1.5 L’Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

1.5.1 G´ en´ eralit´ es

L’IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) est une structure semiconductrice qui as- socie les avantages d’une commande MOS et les performances en conduction des structures bipolaires. Pour ces raisons, l’IGBT est devenu le composant majeur de l’´ electronique de puissance pour des applications allant jusqu’` a 10 kW sous des fr´ equences pouvant aller jusqu’` a 20 kHz. Cette structure a ´ et´ e propos´ ee pour la premi` ere fois par Baliga en 1979 et depuis, de nombreux travaux ont ´ et´ e r´ ealis´ es afin d’am´ eliorer ses performances. Intro- duit commercialement pour la premi` ere fois en 1983, il est aujourd’hui propos´ e par de nombreux fabricants (Eupec, Mitsubishi Electrics, Toshiba, Siemens, IXYS, International Rectifier, ...) de mani` ere discr` ete ou sous forme de modules. Les modules IGBT couvrent une large gamme en tension de 600V ` a 6500 V, pour des capacit´ es en courant jusqu’` a 1200A.

1.5.2 Principe de fonctionnement de l’IGBT

Nous nous pencherons dans cette ´ etude sur le cas d’un IGBT ` a base de type N qui est le plus largement r´ epandu sachant que les mˆ emes principes r´ egissent les IGBTs ` a base de type P . La structure de la cellule ´ el´ ementaire de l’IGBT (fig. 1.15(b)) d´ ecoule de celle d’un VDMOSFET de puissance verticale (fig. 1.15(a)) o` u la couche de contact ohmique de type N

situ´ ee sur la face arri` ere est remplac´ ee par une couche de type P

. La conception de l’IGBT est de type multicellulaire avec la mise en parall` ele de cellules ´ el´ ementaires pour atteindre des forts niveaux de courants.

L’IGBT est une structure de type triode avec deux ´ electrodes de puissance (l’anode

et la cathode) et une ´ electrode de commande (la grille). Il est possible de diff´ erentier cinq

principales r´ egions semiconductrices (fig. 1.15(b)) : les ´ emetteurs P

et N

, la base de

type N

, le caisson de type P et une section MOS. Les ´ emetteurs ont pour rˆ ole d’injecter

des porteurs dans la r´ egion centrale de base. Cette derni` ere, profonde et faiblement dop´ ee,

participe ` a la tenue en tension. La section MOS permet de relier ´ electriquement l’´ emet-

teur N

` a la r´ egion de base. L’ensemble des r´ egions semiconductrices font apparaˆıtre des

transistors bipolaires N P N et P N P , une r´ esistance R

et une section MOSFET ` a canal

N permettant d’obtenir le sch´ ema ´ equivalent donn´ e par la figure 1.16(a). La pr´ esence

d’un court-circuit m´ etallique entre l’´ emetteur N

et le caisson P permet de d´ esensibiliser

la jonction ´ emetteur/base du transistor bipolaire N P N . Le sch´ ema ´ electrique ´ equivalent

devient alors celui donn´ e par la figure 1.16(b). Par la suite, nous allons d´ ecrire le compor-

tement physique et ´ electrique de l’IGBT en comportement statique et dynamique.

Drain N⁻

Source Grille Source

N⁺

P⁺ P⁺

P

N⁺ N⁺

P

(a) VDMOSFET

Anode

Grille Cathode

Cathode

Transistor bipolaireP N P MOSFET

Transistor bipolaireN P N

EmetteurP⁺ J1

J2

J3

Emetteur N⁺

Caisson P⁺/P

RP

BaseN⁻

(b) IGBT

Fig. 1.15 – Vue en coupe de structures semiconductrices.

Anode Cathode

RP

Grille

N P N

P N P

(a) avec N P N parasite

Grille

P N P Cathode

Anode

(b) simplifi´ e

Fig. 1.16 – Sch´ ema ´ equivalent de l’IGBT.

a) ´ Etude statique

En fonction des polarit´ es sur les ´ electrodes, il existe deux modes de fonctionnements possibles :

– le mode bloqu´ e.

– le mode passant.

La figure 1.17 repr´ esente les caract´ eristiques statiques I

= f (V

) d’un IGBT pour plusieurs V

.

Le mode bloqu´ e

Il est possible d’avoir soit un mode bloqu´ e direct (V

> 0 et V

< V

avec V

tension de seuil du MOSFET), soit un mode bloqu´ e inverse (V

< 0).

VGK1

VGK3

VGK4

VGK2

IA(A)

en conduction

VAK(V)

bloqu´ e en direct

bloqu´ e en inverse

Fig. 1.17 – Caract´ eristiques statiques I

= f (V

) d’un IGBT pour plusieurs polarisa- tions V

.

Dans le premier cas, c’est la jonction J

qui est polaris´ ee en inverse (fig. 1.15(b)).

C’est l’extension de la zone de charge d’espace dans la r´ egion de base qui va d´ eterminer au premier ordre la tenue en tension. Dans le deuxi` eme cas, c’est la jonction J

qui est polaris´ ee en inverse (fig. 1.15(b)). En r` egle g´ en´ erale, cette jonction ne tient pas des tensions importantes en raison de la difficult´ e de l’utilisation d’une technique de garde sur la face arri` ere. Cependant, des travaux proposent des terminaisons de jonction permettant une bidirectionnalit´ e en tension comme le MOS Bidirectionnal Switch (MBS) propos´ e par ST Microelectronics [11]. Il est ` a noter que les mˆ emes remarques que sur la tenue en tension de la diode sont applicables.

Le mode passant

Dans le premier quadrant de la figure 1.17, le passage du mode bloqu´ e au mode passant se fait ` a la fois par application d’une tension de grille sup´ erieure ` a V

et pour une tension V

sup´ erieure ` a la tension de seuil de la jonction P

/N

cot´ e anode (environ 0.7V ).

Pour une tension V

positive donn´ ee, l’application d’une tension de grille sup´ erieure ` a la tension de seuil de la section MOS entraˆıne l’apparition d’un canal entre la cathode N

et la r´ egion de base N

permettant ainsi d’alimenter cette derni` ere en ´ electrons. Ce courant de base contrˆ ole alors le transistor bipolaire P N P . Ce r´ egime de fonctionnement peut ˆ etre traduit au premier ordre par la relation suivante :

I

= I

(1 + β

) (1.1)

avec I

le courant de l’IGBT, I

le courant traversant la partie MOSFET et β

le gain du transistor bipolaire P N P .

Le courant I

est donc la somme du courant MOS et du courant de la section bipolaire.

Cependant, le gain β

´ etant de faible valeur (environ 0.2) en raison de la profondeur importante de la r´ egion de base, le principal apport de la section P N P est d’injecter des trous dans la r´ egion de base. Cette injection permet d’augmenter la conductivit´ e de la r´ egion de drift dans des proportions significatives, diminuant de ce fait la chute de tension

`

a l’´ etat passant. La contrepartie de cet avantage est une diminution des performances dynamiques.

La r´ epartition des porteurs dans la base large et peu dop´ ee ` a l’´ etat passant pour un IGBT ` a grille planar est repr´ esent´ ee figure 1.18. Se distinguent deux coupes aa

et bb

diff´ erentes, la premi` ere est faite sous le caisson P/P

et la deuxi` eme sous la grille. Suivant bb

, il existe sous la grille une couche accumul´ ee (prolongement du canal). Ce ph´ enom` ene, s’il est accentu´ e via une optimisation g´ eom´ etrique de la grille, permet de diminuer la chute de tension ` a l’´ etat passant (IGBT ` a tranch´ ee ou IEGT pour Injection Enhanced Gate Transistor).

P⁺ P⁺

P

N⁺ N⁺

P

surface

J2

x px

Cathode

Couche accumul´ee

Anode a⁰

a

b⁰

b Grille

P⁺ N⁻

R´epartition suivantaa⁰ J1

R´epartition suivantbb⁰

J1

J2

Fig. 1.18 – R´ epartition des porteurs dans la base durant l’´ etat passant de l’IGBT.

b) ´ Etude dynamique

L’´ etude dynamique d’un cycle de commutation passe par l’analyse de la phase d’amor-

¸cage et de blocage.

Le comportement dynamique est fortement li´ e ` a la charge et la d´ echarge des capacit´ es

inter-´ electrodes de l’IGBT. Ces capacit´ es sont donn´ ees dans les sp´ ecifications techniques

des constructeurs sous les appellations suivantes : – capacit´ e d’entr´ ee C

= C

+ C

, – capacit´ e de sortie C

= C

+ C

,

– capacit´ e de contre-r´ eaction (´ egalement nomm´ ee capacit´ e « Miller ») C

= C

. Nous pr´ ef´ ererons dans le cadre d’une approche physique utiliser les capacit´ es grille-source C

, grille-drain C

et drain-source C

.

Phase d’amor¸ cage

L’´ electrode de commande de l’IGBT est contrˆ ol´ ee en tension ` a l’instar de l’ensemble des structures ` a grille isol´ ee. La mise en conduction de l’IGBT est effective quand la tension aux bornes de la capacit´ e C

est sup´ erieure ` a la tension de seuil V

. G´ en´ erale- ment, une tension V

largement sup´ erieure (dans un rapport 3) ` a V

est appliqu´ ee pour faire fonctionner l’IGBT dans son r´ egime ohmique et de mani` ere robuste. Le contrˆ ole du courant de grille au travers de la r´ esistance de grille permet de r´ egler la vitesse de com- mutation ` a l’amor¸cage (dI

/dt) : il s’agit simplement de la charge d’une capacit´ e C

au travers de la r´ esistance de grille.

A la fermeture, sur charge r´ ` esistive pure, hormis le circuit de commande, la dynamique de la commutation ne d´ epend que des caract´ eristiques intrins` eques de la structure. Ce- pendant, dans un convertisseur de puissance, l’IGBT est g´ en´ eralement associ´ e ` a une diode de puissance dont le rˆ ole est d’assurer la phase de roue libre.

Les s´ equences de fonctionnement d’une phase d’amor¸cage sur charge inductive pure et dans une configuration cellule de commutation (fig. 1.19) sont les suivantes :

– pendant la dur´ ee t

, l’IGBT est bloqu´ e et supporte ` a ses bornes de puissance la tension d’alimentation E. Le courant de charge I

passe par la diode de roue libre.

D` es l’application de la tension de commande V

, le courant de grille charge les capacit´ es C

et C

. La tension V

croˆıt jusqu’` a la tension de seuil V

. Tant que V

< V

, le courant de drain reste quasi nul et est appel´ e courant sous le seuil. ` A la fin de cette dur´ ee t

, V

= V

.

– pendant la dur´ ee t

, le canal de la section MOS est form´ e. Le courant I

commence

`

a croˆıtre proportionnellement ` a la tension V

appliqu´ ee. L’inductance de maille L

provoque alors une chute de la tension V

´ egale ` a L

(dI

/dt).

– pendant les dur´ ees t

et t

: c’est la phase de recouvrement de la diode. La charge

stock´ ee dans la base de cette derni` ere s’´ evacue sous forme d’un courant de recouvre-

ment qui se r´ epercute par un pic de courant sur I

. ` A la fin de la dur´ ee t

, la tension

aux bornes de la diode commence ` a croˆıtre. V

diminue de fa¸con compl´ ementaire

et plus rapidement car la capacit´ e C

est faible pour une forte V

. ` A la fin de t

, la phase de recouvrement de la diode est termin´ ee et elle se trouve donc ` a l’´ etat bloqu´ e.

– pendant la dur´ ee t

, le courant de grille charge la capacit´ e C

selon la relation (dV

/dt = −I

/C

). Cependant comme la capacit´ e C

est tr` es d´ ependante du potentiel ` a ses bornes (contre r´ eaction entre dV

/dt et C

), I

est maintenu presque constant. Comme V

= R

I

+ V

, la tension V

= V

reste constante : c’est la plateau Miller.

– pendant la dur´ ee t

, la tension V

atteint sa valeur finale V

qui correspond ` a la chute de tension ` a l’´ etat passant. La grille continue de se charger jusqu’` a ce que V

atteigne sa valeur finale.

VGK M iller

t1 t2 t3 t4 t5

VGK(t) VAK(t) IA(t)

VAK IA(t)

VAKsat

0

0 Vth

t

t t0

Fig. 1.19 – Formes d’ondes de la phase d’amor¸cage d’un IGBT.

Phase de blocage

Pour bloquer un composant IGBT dans son fonctionnement normal, il suffit d’annuler le canal du MOS en appliquant une tension V

< V

. Le blocage s’effectue ` a l’aide d’une tension nulle sur la grille (la grille est court-circuit´ ee avec la cathode). Dans la pratique, une tension n´ egative est appliqu´ ee afin d’assurer un blocage efficace et robuste du canal.

Les s´ equences de fonctionnement d’une phase de blocage sur charge inductive pure et dans une configuration cellule de commutation (fig. 1.20) sont les suivantes :

– pendant la dur´ ee t

, la tension V

passe de son niveau haut ` a son niveau bas. La capacit´ e C

+ C

se ’d´ echarge’ jusqu’` a V

= V

.

– pendant la dur´ ee t

, la tension V

augmente alors que le courant I

d´ ecroˆıt lors

de cette phase de plateau Miller. ` A la fin de t

, il apparaˆıt une surtension due ` a