LE TRANSISTOR BIPOLAIRE Sommaire

Les composants électroniques de commutation

Chapitre III

LE TRANSISTOR BIPOLAIRE Sommaire

1 GENERALITES ... 24

2 COMMUTATION DU TRANSISTOR BIPOLAIRE NPN... 25

2.1 RAPPELS... 25

2.2 LES PHASES D'UN TRANSISTOR A LA COMMUTATION... 25

2.2.1 Transistor bloqué ... 26

2.2.2 Transistor conducteur. ... 26

2.2.3 Transistor saturé ... 27

2.3 ETUDE DE LA COMMUTATION... 27

2.3.1 Commutation à la fermeture ... 27

2.3.2 Temps de mise en conduction ton... 32

3 BLOCAGE DU TRANSISTOR BIPOLAIRE ... 32

3.1 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT SATURE... 33

3.2 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT NON SATURE... 34

3.3 S^YNTHESE... 36

4 AMELIORATION DES TEMPS DE COMMUTATION... 36

4.1 DISPOSITIFS "ANTI-SATURATION"... 36

4.2 COMMANDE COMPENSEE... 36

5 AIRE DE SECURITE ... 38

Les composants électroniques de commutation

Chapitre III

LE TRANSISTOR BIPOLAIRE

1 Généralités

Le transistor bipolaire est soit PNP soit NPN. Il est donc formé de deux jonctions PN montées en anti-série. Pour que l'effet transistor puisse avoir lieu, il est impératif que les jonctions soient réalisées sur le même mono- cristal, et que la base (partie centrale) soit très mince. C'est un composant normalement fermé ou "Normally off". C'est-à-dire que pour qu'il conduise il faut lui injecter (ou extraire) un courant dans la base.

La présence de jonctions PN fait, de façon analogue à la diode, que ses commutations ne sont pas instantanées et elles génèrent des pics de cou- rant et/ou de tension.

La plupart des montages TOR utilisant des transistors nécessitent des fré- quences de fonctionnement ≥ 10kHz. Aussi, du point de vue de la commu- tation pure, les coupures de courant devront être courtes limitant, du même coup, les pertes.

On notera t_on le temps qui sépare la commande à l'établissement du courant principal et toff le temps , qui sépare la commande à l'extinction de ce même courant.

E0

t

ton toff t

Cd(t)

i(t)

Figure 1 : définition de ton et de toff

2 Commutation du transistor bipolaire NPN 2.1 RAPPELS

Le symbole et une représentation usuelle du transistor NPN sont portés sur la figure suivante.

Figure 2 : Symbole et représentation d'un transistor NPN

Supposons que la base soit "en l'air". On connecte une source extérieure entre le collecteur et l'émetteur et on observe le courant qui traverse le transistor. Quel que soit le sens de polarisation du transistor il ne peut exis- ter qu'un courant inverse dit "de fuite" car il y a toujours une des deux jonctions qui est bloquée.

Il est donc nécessaire d'utiliser une deuxième source pour injecter un cou- rant dans la base du transistor. Pour qu'un transistor puisse conduire, la jonction base-émetteur doit être polarisée dans le sens passant.

L'effet transistor : Lorsque l'on injecte un courant iB dans la base du NPN, on autorise, si les tensions VBE et VCE sont correctement polarisées, un courant d'électrons entre l'émetteur et la base. Or sous l'action du champ électrique, les électrons acquirent une vitesse telle entre base et émetteur, qu'ils finissent par surmonter la très fine jonction NP qui est bloquée. Dès lors, les électrons sont plus attirés par le potentiel présent au collecteur qui est plus élevé que celui présent à la base. Le courant iC est proportionnel à iB si le transistor fonctionne en linéaire. C'est la jonction base-collecteur qui supporte la plupart de la puissance, suite au gain en courant.

2.2 LES PHASES D'UN TRANSISTOR A LA COMMUTATION

VCE

VBE

VCB

C

E B

C

E B

iB

iC

iE

Dans un montage, le transistor est soit bloqué, soit conducteur (iC=β•i_B) soit saturé (plus de relation entre i et i ).

2.2.1 Transistor bloqué

On applique une tension sur la base supérieure à 0,6 V. Mais le transistor est bloqué pendant un certain temps. On a alors :

VBE < 0,6 V, VCE >0 (=VCC) et IC = 0.

Entre la base et l'émetteur on a une diode et entre le collecteur et l'émet- teur, le circuit présente une impédance infinie. Par analogie avec l'étude effectuée sur la diode on obtient le schéma équivalent suivant :

Ct

C

E B

Figure 3 : Schéma équivalent du transistor bloqué

Avec Ct, le condensateur équivalent (ou total) de la jonction base- émetteur.

2.2.2 Transistor conducteur.

Quand V_BE devient ≥ 0,6 V (valeur toujours proche de V_to, cf. diode), alors il existe un courant iB et un courant iC=β•i_B. VCE décroît mais reste ≥ 0,6 V et donc VCB est ≥ 0. Le transistor fonctionne en régime linéaire.

Le schéma équivalent est alors le suivant :

B

C

E

B

C

E

Rd Cd

Vt0

iB

iC=gmVBE

iB

iC=gmVBE

i^C=b_iB iC=biB

Figure 4 : Schéma équivalent du transistor en régime linéaire.

Avec gm, la pente interne ou transconductance du transistor au point de fonctionnement.

2.2.3 Transistor saturé

Quand VBE est ≥ 0,6 V, alors il est possible d'obtenir un courant i_B supé- rieur à iBsat. Dans ce cas le courant iC n'est plus proportionnel à β•i_B, il ne dépend que de la tension d'alimentation et de la charge. VCE décroît jusqu'à environ 0,2 V et donc VCB < 0. Le transistor fonctionne en régime saturé.

2.3 ETUDE DE LA COMMUTATION

2.3.1 Commutation à la fermeture

ent élevée sur la base du transistor,

'ondes d'un transistor

2.3.1.1 Mise en conduction de la jonction base-émetteur

s de Le schéma est le suivant :

Figure 5 : Polarisation du transistor utilisé en commutation.

E1

E2

t

Si on applique une tension suffisamm

on rend tout à bord la jonction base-émetteur conductrice au bout d'un temps td (delay time), puis un courant de collecteur s'établit et atteint son régime permanent au bout d'un temps tr (rise time).

De façon générale, nous allons calculer les formes d

dont la charge et purement résistive. De cette manière, le courant de collecteur ne dépend que des caractéristiques dynamiques du transistor.

Supposons que le créneau e(t) soit suffisamment long devant le temp commutation du transistor pour qu'on puisse le considérer comme un éche- lon. L'étude se résume au schéma suivant :

B C RB

Figure 6 : Mise en conduction de la jonction base-émetteur.

iB E iE

VBE

e(t )

e(t)

C

iB E iE

VCE

VBE

VCB

RC

RB VCC

e_{(t )}

iC

B

Et on cherche le temps td pour lequel la tension VBE atteint la valeur Vto. D'après ce que l'on a vu au chapitre II (paragraphe 2.1.5.1.) le temps td est équivalent à :

VBE

Figure 7 : Allure de VBE après un front montant de e(t).

e(t) E1

E2

t Vt0

td



 −

=

1 0

1

ln 2

E t V

t

d τ

2.3.1.2

−E 

E avec τ=R_B•C_t

Temps de montée du courant de collecteur

te. Tout se

Figure 8 : Schéma équivalent quand la jonction base-émetteur est pas-

ous devons donc déterminer la fonction de transfert :

La diode de la jonction base-émetteur est maintenant passan

passe comme ci à cet instant, on appliquait un créneau de courant sur la base. La connaissance impérative des caractéristiques dynamiques du tran- sistor nous permet de déterminer le temps de montée du courant collecteur.

C

ib

ic=gmVbe

B

E

Rd Cd

Vt0

ic=b_ib

sante.

N

) ) (

( p I p

T

b

=

Or dans cette étude, les grandeurs c

) ( p I

ontinues peuvent être ignorées car seu- les les variations nous intéressent. Par conséquent, le potentiel Vto est oc- culté.

Figure 9 : Schéma équivalent aux grandeurs variables.

ib

E

R d

C

D'où vbe est réduite aux variations ∆V d'une diode, donc une quantité pro-

che de zér ce cb rateur de

ourant peut être considéré comme directement relié à l'émetteur.

Etude en Laplace de la maille d'entrée :

o (cf chapitre II paragraphe 2132). Donc ^{v ≅v} , le géné c

Le schéma équivalent est plus généralement représenté de la façon sui- vante :

Figure 10 : Schéma équivalent usuel pour les grandeurs variables.

E E

(

)

P V p

V

d d be

be( ) ( ) 1+

on pose :

P R V P R C

p I

d be

d d

b( )= + • • ( )=

d d

d =C R

τ et ^Ic^(p)=^gm^Vbe^(P)

d'où :I_b = ( τ_dP) _donc

R g_{m d}

c 1+

I

P I T( )=

b

(

)

R g P

P I

d d m c

τ

= + 1 ) (

) (

(P) est une transmittance représentative d'un système du 1^er ordre. Par ique β =g_mR_d. Donc T(P) T

conséquent on trouve par ide t

peut encore s'écrire :

ntification le gain sta

ic=gmVbe

B ic=b_ib

d C

ib

ic=gmVbe

B C

Rd Cd ic=b_ib

(

)

P I

P P I

T ^c

τ β

= +

= ( ) 1

) ) (

(

d b

Remarque : La relation I ω=0.

La réponse indicielle qui répond à ces équations peut prendre deux formes distinctes selon que le transistor est saturé ou non.

n et de réponse sont les suivants !

c(∞) ≤ I_Csat.

C0.

Cep ar

es constructeurs. En effet, les data sheet font état de la fonction de trans-

C=βIB n'est vrai que pour P ou

2.3.1.2.1 Le transistor n'atteint pas le régime de saturation.

Le courant final IC0 < ICsat. Les schémas d'excitatio

ib(t)

Figure 11 : Réponse de i_c(t) à un échelon de courant si i

Là encore, le temps de réponse tr peut être déterminé à 90 ou 95% de I

Ic0

0,95Ic0

tr t ic(t)

t IB0

endant, les valeurs numériques de R_d et C_d ne sont jamais fournis p l

fert

) (

) ) (

( I p

p p I

T

b

= c et de son graphe.

Figure 12 : Allure du module de T(

BdB

log(f) fc

|T(P)|d B

p) donnée sur les data sheet.

Or ω =2•π• f

c

d ω ^d 2•π• f_c

et pour un premier ordre τ = ¹ donc τ = ¹

Par conséquent, il est possible d'exprimer T(P).

2.3.1.2.2 Le transistor atteint le régime de saturation

t suffisant pour que Le transistor atteint ce régime si le courant de base es

Csat

B I

I ≥

β• . Le rendement diminue. D'après ce qui précède, l'expression du (t) est de la forme :

courant ic



 





−

•

= _b ^d

c t i e

i ( ) β 1 ^−τt 

Or généralement le courant dans le transistor ne croît pas de façon infinie, il est limité par le circuit extérieur. On le nommera ici ICsat. Par consé- quent, le temps de réponse ne sera pas égal à 2,3 ou 3•τ_d mais au temps que le système mettra à atteindre ICsat. (on accélère de façon artificielle le temps de réponse du transistor).



 −t^r



 





−

•

=

= _{Csat B} ^d

r

c t I I e

i ( ) β 1 ^τ

donc _

 

 − •

=

B Csat

e ^d I

β

τ 1 

−t

I

r

et _

 

 • −

=

Csat B

B d

r I I

t τ ln β

C(∞).



 β •I Avec ^βIBla valeur finale que devrait atteindre I

ib(t) B_IB

t ICsat

tr

Figure 13 : Allure du courant ic(t) quand le transistor est saturé.

Remarque : Le courant IB doit toujours être inférieur à la valeur maximale stipulée sur les data sheet.

2.3.2 Temps de mise en conduction t_on

Donc le temps de mise en conduction est la somme du temps de mise en conduction de la jonction base-émetteur et du temps d'établissement du courant collecteur. Donc que le transistor soit saturé ou non on a :

r d

on

t t

t = +

3 Blocage du transistor bipolaire

Nous avons vu qu'un transistor passant pouvait être soit en régime linéaire soit en saturation. Par conséquent, il faut distinguer ces deux cas de figure lors de l'étude de l'ouverture d'un interrupteur.

Le blocage à lieu quand le signal d'entrée passe de E₁ à E₂, soit :

E1

E2

t e(t)

Figure 14 : Allure de e(t) au blocage du transistor.

3.1 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT SATURE

Jusqu'à cet instant, le transistor est passant donc la jonction base-émetteur est polarisée en directe et peut donc être comparée à une diode passante.

Puisque le transistor est saturé, on peut supposer que c'est le condensateur parasite de la jonction base-émetteur qui a accumulé une quantité de char- ges Qs en excès (ICsat<βI_B). Cette quantité de charge doit d'abord être éva- cuée avant que le courant de collecteur commence à diminuer. On appelle ts le temps nécessaire à l'évacuation de Qs.

L'hypothèse ci-dessus nous conduit à étudier le schéma restreint suivant :

Figure 15 : Schéma d'étude pour ts. Soit un schéma équivalent :

C

E B

iB

iE

RB

VBE

e(t )

e(t )

ib

RB

Rd Cd

Vt0

Figure 16 : Schéma équivalent pour calculer ts.

Quand IC varie de 0 à ICsat, la quantité de charge accumulée par Cd varie de 0 à Qsat. Si IB devient supérieur à IBsat, alors IC reste presque égal à ICsat

mais le condensateur Cd accumule une charge supplémentaire Qs. Donc la charge totale accumulée par C_d vaut :

s

sat Q

Q Q= +

Lors du blocage d'une diode, l'étude de la variation de la quantité de charge aux bornes de Cd conduit à l'équation suivante (cf chapitre II, para- graphe 2.2.1) :

BF d

d I

dt Q+τ dQ =τ

avec : IB Initial :

B t

BI R

V

I = E¹ − ⁰ _I

B Final :

B t

BF R

V I E² − ⁰

=

Constante de temps : τd =RdCd

Soit l'allure de la variation de charge :

Qsat

ts t Q(t)

tdIBF

Qsat+Qs

Figure 17 : Allure de la variation de la quantité de charge au blocage.

On sait alors que :

( )

( )

BF d sat

BF d sat

s d

s

Q I

I Q

t Q

τ τ τ

−

−

= ln +

Or

Q

+ Q

= τ

I

Q

= τ

I

BF Bsat

BF d BI

s

I I

I t I

−

= τ ln −

Remarque : Ce phénomène se passe au niveau de la jonction base- émetteur, du reste ts est fonction uniquement de Cd, Rd , IBI et IBF.

3.2 BLOCAGE A PARTIR D'UN ETAT NON SATURE

Maintenant le transistor est de nouveau en régime linéaire, il sera bloqué au bout d'un temps de décroissance tf (fall time) du courant de collecteur.

Ce dernier satisfait l'équation : i , par conséquent la décroissance du courant collecteur dépend du blocage de la jonction base-émetteur jus- qu'à ce que Vbe<Vto. Ensuite, cette jonction continue son blocage par dé- charge du condensateur de transition Ct, mais cela n'a aucune influence sur le courant collecteur.

Csat C

c =I ₀ ≤I

Le courant de base IBF obtenu pour e(t)=E2, tend à imposer un courant ICF=βI_BF. L'allure de ic(t) est donc :

B_IBF

Ic0

t ic(t)

tf

Figure 18 : Allure de Ic(t) au blocage quand le transistor n'est plus saturé.

Avec I_C0, le courant au moment où le transistor est "désaturé". Le temps t_f est donc le temps de descente, c'est-à-dire, le temps nécessaire pour que le courant passe de la valeur IC0 à zéro.

Le régime linéaire, nous permet d'écrire l'équation de ic(t) :

(

)

c t I I e I

i ( )= ₀ −β ^−τ +β avec :

c

d = • • f

τ π 2

1

D'où 



 



 −

=

BF C BF d

f I

I t I

β

τ ln β ⁰

Remarque 1 : La commutation est terminée vis-à-vis du circuit de puis- sance, par contre la jonction base-émétteur "possède encore" un condensa- teur de transition C_t avec une charge non nulle.

Remarque 2 : Si on soumet à cet instant précis, la base à un échelon de tension>0, le temps d’établissement du courant collecteur est réduit à tr, car il n’y a plus de temps de délai td.

3.3 SYNTHESE

Le temps de blocage est :

transistor saturé :

t

= t

+t

,

transistor non saturé :

t

= t

.

4 Amélioration des temps de commutation

Les pertes par commutation ne sont pas toujours négligeables, surtout si la fréquence de commutation est élevée. La plupart du temps les concepteurs de circuit à interrupteurs cherchent à améliorer les temps de commutation.

Pour ce faire on peut utiliser :

Des dispositifs "anti-saturation", Des circuits de "commande compensée".

4.1 DISPOSITIFS "ANTI-SATURATION"

Un transistor saturé possède les tensions suivantes : VBE > 0,6, VCE ≈ 0V donc V_CB ≈ -0,6V

Si on arrive à imposer une tension VCB > -0,6V alors le transistor ne sera pas saturé. Généralement on prend comme condition d'anti-saturation : VCB > 0. Il faut trouver des astuces qui permettent cette inégalité et qui ne modifient pas le fonctionnement du montage. Des exemples seront étudiés en TD.

4.2 COMMANDE COMPENSEE Soit le montage suivant :

E Rd Cd

B RB

CB

e(t)

ib

e(t)

Figure 19 : exemple d'une commande compensée.

Lorsque l'on applique une tension sur la base, le condensateur CB se com- porte comme un court circuit. e(t) est directement appliquée sur la base, le courant est élevé. Ensuite CB se charge et le courant décroît vers une va- leur qui dépend du pont de résistances RB, Rd. Lors de l'ouverture, e(t) est soit nul soit négatif. Par conséquent, la base voit –(e(t) + V_CB), donc V_CB favorise l'extraction des électrons, soit le blocage du transistor.

On a donc une diminution de tr et tf.

Allure du courant :

E1

E2

t Ic0

Figure 20 : Allure du courant IC lors d'une commande compensée.

Remarque : Si ce circuit est utilisé avec des charges inductives de fortes puissances, il y a création d’une surtension qui peut être destructive.

Pour de tels cas de figure, on utilise des Circuit d'Aide à La Commutation (CALC).

Pour RBCB=RDCD on obtient

e (t ) R

R V R

d B

d

BE

= +

5 Aire de sécurité

Que le transistor soit utilisé en linéaire ou en commutation, il y a des va- leurs que l'on ne peut franchir sans destruction du semi-conducteur. Les limites forment une surface que l'on nomme aire de sécurité ou Safe Ope- rating Area (SOA).

log Ic

VCE0

Ic0

ICM

SOA 10ms 1m

s 10 0µs

10µs

log VCE0

Ic

VCEX

Ic0

ICM

V A

B VBE<0

1 à 2%

de ICM

Zone à faible dissipation

Zone à forte dissipation

T° jonction = T° amb.

V'CEX

a) b) Figure 21 :

a) Aire de sécurité en continu et régime impulsionnel en fonction de la durée de l'impulsion.

b) aire de sécurité en commutation.

La figure a) donne un exemple d'aire de sécurité, en continu (trait plein) et en régime impulsionnel (en pointillés) pour une température de boîtier de 25°C. C'est-à-dire que le boîtier a une constante de temps thermique net- tement supérieure à la durée de l'impulsion.

La figure b) donne l'aire de sécurité en commutation. Elle est différente car plus étendue que celle en régime permanent. En effet, en commutation, le point de fonctionnement occupe deux états stables à faible dissipation et ne traverse les zones à forte dissipation que pendant des temps très court vis- à-vis des constantes de temps thermiques du composant. Dans la zone A, la tension collecteur doit impérativement être inférieure ou égale à la li- mite maximale absolue V'CEX. Le courant doit être limité à ICM. Par contre, quand le courant diminue au blocage, il est possible d'utiliser la zone B. La tension collecteur peut alors atteindre la valeur maximale absolue V_CEX, si IC est de l'ordre de 1 à 2% de ICMAX.