Développement d'un dosimètre électronique compact à base de capteurs CMOS pour la mesure du radon

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Développement d’un dosimètre électronique compact à

base de capteurs CMOS pour la mesure du radon

Stéphane Higueret

To cite this version:

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Numéro d’ordre : 5604

T

HÈSE

Soutenue publiquement le 19 décembre 2007 pour obtenir le grade de

Docteur de l’Université Louis Pasteur-Strasbourg I

Discipline :

Physique

Spécialité : Instrumentation nucléaire

Présentée par :

Stéphane HIGUERET

DÉVELOPPEMENT D’UN DOSIMÈTRE

ÉLECTRONIQUE COMPACT À BASE DE

CAPTEURS CMOS POUR LA MESURE DU

RADON

Composition du jury :

Directeurs de thèse : M. Abdelmjid Nourreddine, Professeur, ULP Strasbourg, France

M. Daniel Husson, Maître de Conférences HDR, ULP Strasbourg, France Rapporteur interne : M. Luc Hébrard, Professeur, ULP Strasbourg, France

Rapporteurs externes : M. František Spurný, Professeur, Académie des Sciences, République Tchèque, Prague

M. Michel Fromm, Professeur, Université de Franche Comté, Besançon France

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À Tania et à mes enfants Emma et Quentin qui ont accepté tant de sacrifices durant ces dernières années. À mes parents pour leur patience infinie

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Remerciements

Cette thèse a été effectuée à l'Institut Pluridisciplinaire Hubert Curien (IPHC) au sein du groupe Radioprotection et Mesures Environnementales (RAMSES) ; je remercie Daniel Huss, directeur de l' IPHC, et Abdelmjid Nourreddine, directeur de thèse et responsable du groupe, pour m'avoir accordé leur confiance me permettant ainsi de réaliser ce travail.

Je tiens ensuite à remercier Daniel Husson d'avoir codirigé ce travail et de m'avoir fait partager son encyclopédisme et ses motivations, avec confiance et grande générosité.

Je remercie vivement František Spurný, Michel Fromm et Luc Hébrard d'avoir accepté de participer à ce jury et d'avoir bien voulu en être les rapporteurs. Je suis également reconnaissant à Jean Colin pour avoir bien voulu juger ce travail en tant qu’examinateur. Je tiens également à remercier chaleureusement les nombreuses personnes avec qui j'ai eu beaucoup de plaisir à travailler et qui m'ont fait partager leurs connaissances et leur savoir-faire en particulier Nathalie Michielsen (IRSN / LPMA, Saclay) et Francisco Fernandez (UAB, Barcelone).

Merci à Sylvain Bondiguel qui m'a permis de fructueuses mesures sur le banc BACCARA, Jean Devin pour son aide et sa disponibilité lors de montages d’expériences et Denis Oster pour ses réponses à mes nombreuses questions concernant la radioprotection pour le béotien que j’étais.

Je sais gré à Arthur Pape de ses remarques pertinentes en toute circonstance.

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Table des matières

1 Généralités sur le Radon ... 1-11

1.1 Aperçu historique ... 1-12

1.2 Origine et formation ... 1-12

1.3 Produits de filiation ... 1-14

1.4 Fraction libre, fraction attachée ... 1-15

1.5 Environnement et habitations ... 1-16

1.6 Risques liés au radon ... 1-18

1.7 Plans d’action ... 1-19

1.8 Energie alpha potentielle ... 1-20

1.9 Moyens de mesure de la concentration du radon... 1-21

1.9.1 Détecteurs passifs ... 1-22 1.9.2 Détecteurs actifs ... 1-25

2 Le circuit AlphaRad ... 2-29

2.1 Principe de fonctionnement d’un capteur à pixels actifs ... 2-30

2.2 Concept du circuit AlphaRad ... 2-31

2.2.1 Schéma fonctionnel de l’AlphaRad ... 2-32 2.2.2 Description des éléments fonctionnels de l’AlphaRad ... 2-33

3 Tests électriques du circuit AlphaRad ... 3-38

3.1 Retour de fonderie ... 3-39

3.2 Mise en place des tests ... 3-39

3.2.1 Tests visuels. ... 3-39 3.2.2 Chaîne d’acquisition ... 3-40 3.2.3 Carte support des circuits... 3-40 3.2.4 Carte multifonction ... 3-41 3.2.5 Carte d’entrée-sortie numérique ... 3-42 3.2.6 Seuil de discrimination ... 3-42 3.2.7 Logiciel de pilotage sous Labview™ ... 3-43

3.3 Tests électriques des circuits ... 3-43

3.3.1 Problèmes généraux rencontrés sur le circuit AlphaRad. ... 3-44 3.3.2 Tests ... 3-44 3.3.3 Compensation d’offset ... 3-45 3.3.4 Remèdes ... 3-48 3.3.5 Analyse des circuits du premier lot. ... 3-50 3.3.6 Comparateur ... 3-50

3.4 Mesure de bruit ... 3-52

3.4.1 Principe de la méthode ... 3-52 3.4.2 Résultats de la mesure de bruit interne du circuit ... 3-52

4 Détection de particules α avec le circuit AlphaRad. ... 4-54

(9)

4.2.2 Résultats ... 4-60

4.3 Rappel de la perte d’énergie des particules chargées dans la

matière (modèle de Bohr et équation de Bethe – Bloch) ... 4-61

5 La nouvelle carte multi-circuits ... 5-65

5.1 Nouveau jeu de circuits ... 5-66

5.2 Nouveau système de test ... 5-66

5.2.1 Mise en pratique ... 5-66 5.2.2 Discussion des possibilités d’amélioration ... 5-67

5.3 Mezzanine supportant l’AlphaRad. ... 5-67

5.4 Carte principale multi-chips ... 5-68

5.4.1 Fonctionnalités ... 5-68 5.4.2 Mise en route ... 5-69 5.4.3 Logiciel d’acquisition ... 5-70 5.4.4 Données issues du convertisseur ... 5-70 5.4.5 Temps mort du système ... 5-72 5.4.6 Discrimination numérique ... 5-72

5.5 Nouvelle série de circuits ... 5-75

6 Simulations détaillées et tests en source. ... 6-76

6.1 Outils de simulation ... 6-77

6.2 Simulations SRIM ... 6-77

6.2.1 Perte d’énergie des α dans le silicium ... 6-78 6.2.2 Géométrie ... 6-80 6.2.3 Résultats de simulation TRIM ... 6-81 6.2.4 Simulations Geant4 ... 6-85 6.2.5 La comparaison avec les tests. ... 6-99

7 Circuit AlphaRad appliqué au radon ... 7-102

7.1 Radon et descendants. ... 7-103

7.2 Mise en équation de la chaîne radioactive ... 7-103

7.2.1 Équation générale ... 7-103 7.2.2 Application au radon ... 7-104 7.2.3 Banc de mesure du laboratoire ... 7-107 7.2.4 Simulation d’émetteurs α en suspension dans l’air ... 7-110 7.2.5 Mesures à 1 kBq.m-3 : préliminaires ... 7-112 7.2.6 Problème d’attachement aux parois ... 7-113 7.2.7 Facteur de conversion surface - volume ... 7-113 7.2.8 Prise de données ... 7-113 7.2.9 Facteur de conversion : premier calcul ... 7-118 7.2.10 Le système de test BACCARA et les mesures en mode passif. .... 7-118 7.2.11 Résultats des mesures à différentes activités. ... 7-122 7.2.12 Synthèse des résultats obtenus pour le mode passif ... 7-123

7.3 Collection active des aérosols ... 7-123

7.4 Le banc de mesure BACCARA (Saclay) ... 7-124

7.4.1 Finalités et caractéristiques ... 7-125 7.4.2 Génération d’aérosols ... 7-125 7.4.3 Mesures actives dans BACCARA ... 7-127

(10)

8.2 Vers un AlphaRad 2 ... 8-134

9 Annexes ... 9-138

9.1 Synoptique du prototype final ... 9-139

9.2 Bibliographie ... 9-140

9.3 Table des figures ... 9-143

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Introduction

L’exposition du public au gaz rare 222Rn dans les habitations ou les lieux de travail fait

l’objet d’une prise de conscience croissante des autorités et entraîne une règlementation sanitaire au niveau européen de plus en plus contraignante. Les méthodes traditionnelles de détection du radon étant notoirement insuffisantes en termes de performance, de coût et de flexibilité, notre laboratoire a entrepris le développement d’un dispositif électronique qui s’appuie sur les avancées instrumentales récentes en instrumentation et microélectronique pour la physique des particules.

Dans cette thèse d’instrumentation nucléaire, nous présentons d’abord le cœur du dispositif, un circuit intégré en technologie CMOS qui assure à la fois les fonctions de capteur et de traitement électronique. Les tests en source du circuit AlphaRad s’appuient sur des simulations détaillées faisant appel aux suites logicielles standard en physique subatomique (GEANT4). Nous décrivons ensuite ainsi les différents prototypes de cartes électroniques ayant servi pour les tests en atmosphère de radon: carte multi-fonctions pour les tests conjoints avec capteurs à pixels, carte à trois circuits pour les tests de collection d’aérosols et enfin carte miniaturisée au format CB, avec double détection gaz+aérosols.

Les tests ont été conduits sur un banc de mesure calibré, disponible au Laboratoire de Mesure et d’Analyse des Aérosols de l’IRSN à Saclay, et une excellente linéarité a été

obtenue sur une très large gamme d’activités volumiques (jusqu’à 80 kBq.m-3_{). Un circuit de}

deuxième génération est proposé, qui permettra d’augmenter la sensibilité de l’ensemble d’un facteur 8.

(12)

Généralités sur le Radon

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1.1 Aperçu historique

En 1901, moins de dix ans après les découvertes de W. Röntgen et H. Becquerel en 1895, le chimiste Allemand Ernst Friedrich Dorn [1] met en évidence un gaz radioactif inerte en étudiant la chaine de désintégration du radium ; il l’appelle émanation de radium. Cependant

en 1899, un isotope plus rare, le 220_{Rn a été observé en premier par deux physiciens}

britanniques : R.B. Owens and Ernest Rutherford. En 1902, F. Giesel pense découvrir un nouvel élément à partir de l’actinium : « L’émanium ». Ce n’est que plusieurs années après que l’on découvrit que ces gaz de durées de vie différentes étaient des isotopes d’un même élément : le radon. En 1908, William Ramsay et Robert Whytlaw-Gray l’isolent, pèsent l’émanation et lui attribuent la masse atomique 222 (le plus lourd gaz connu à cette époque) et le nomment niton (du latin nitens qui veut dire briller) ; ils lui attribuent le symbole Nt. « L’expression émanation de radium est fort incommode ; il est certain que c’est un élément aussi bien caractérisé que les autres, avec son spectre, … nous faisons la proposition de le nommer niton, brillant pour rappeler ses propriétés phosphorescentes » [2].

A partir de 1923, il fut appelé radon, terme retenu par une commission internationale. Marie Curie emploie ce terme pour la première fois en 1924.

Le radon est un gaz noble de numéro atomique 86, inodore et incolore. Sa densité est 7.5 fois plus grande que l’air, ce qui en fait un des gaz rares les plus lourds.

1.2 Origine et formation

Le radon se forme lors de la désintégration radioactive du radium. Le radium est lui-même présent sous forme de plusieurs isotopes descendant de l’uranium et du thorium présents dans la couche terrestre. Ces gaz se forment à l’intérieur des cristaux ou des grains solides des roches et des matériaux de construction qui renferment de l’uranium ou du thorium. La majorité des atomes restent prisonniers du réseau cristallin, mais une partie de ces atomes de radon, selon la porosité du sol, la taille des grains, l’humidité ou la proximité d’un pore, arrive à migrer vers les pores. Ces gaz sont ensuite transportés vers la surface du sol par convection et diffusion.

On appelle exhalation le processus d’émanation et de transport ; le radon est ainsi véhiculé dans différents milieux pour émerger à la surface du sol. Les détails de ces procédés de transport restent encore peu connus, car le coefficient d’émanation (rapport du nombre d’atomes ayant quitté le solide sur la quantité de radon produite par le radium du solide) peut varier de 1 à 90 % selon la valeur de différents paramètres (température, humidité, nature des sols, etc.). La structure et les défauts du réseau cristallin peuvent créer des canaux qui favorisent l’émanation, de même que l’humidité, car le radon est soluble dans l’eau.

Le flux d’émission du radon (la quantité qui arrive à l’air libre par unité de temps et par unité de surface) dépend de la concentration en radon dans les sols et des conditions météorologiques. Ce flux augmente avec le taux d’humidité du sol et diminue avec la pression atmosphérique.

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Figure 1-1 : Formation du radon dans le sol, émanation et transport.

Figure 1-2 : Variations des valeurs moyennes des concentrations en radon dans l'atmosphère sur trois ans [3].

On connait 27 isotopes du radon, depuis l’isotope 200 jusqu’à l’isotope 226. Les trois isotopes principaux ont pour masse atomique 219, 220 et 222. Ils sont issus de chaines de désintégration différentes qui ont pour origine des éléments à durée de vie très longues. Ces isotopes et leurs caractéristiques sont décrits dans le Tableau 1.

(15)

1.3 Produits de filiation

Les produits de filiation des deux isotopes du radon les plus représentatifs sur Terre sont représentés sur les deux figures suivantes. Il faut noter que les courtes périodes radioactives de l’actinon et du thoron (voir tableau et figures) rendent leurs concentration et activité

volumique très faible. La radioactivité de l’air est donc due essentiellement au radon (222_Rn).

Figure 1-3 : Chaine de désintégration de l’238U [3].

(16)

Figure 1-5: Chaîne de désintégration de l'235U [3]

Ces produits de filiation sont présents dans l’air sous forme de particules micrométriques et submicrométriques. En effet, les radionucléides issus de la désintégration du radon du fait de

leur réactivité élevée (production majoritairement d’ions 218Po de charge positive) peuvent

réagir avec les gaz en trace dans l’air ou se fixer sur les aérosols (Figure 1-6). Ces ions

extrêmement mobiles (vitesse moyenne ~ 400 m.s-1, à T = 300 K) se fixent très rapidement

sur les aérosols ambiants et se désintègrent ensuite en 214Pb et 214Bi qui donne le 210Pb (de

période 22 ans). Les aérosols qui renferment le 210Pb participent donc très peu à l’activité du

radon par rapport aux aérosols qui fixent des descendants à vie courte, soit donc

essentiellement 214Po et 218Po pour la désintégration α (et 214_{Pb et}214_{Bi pour la désintégration}

β).

1.4 Fraction libre, fraction attachée

Les descendants du 222Rn existent sous deux formes distinctes et sont classés en fonction de

leur taille (le détail des différents processus est donné Figure 1-6) :

• Les descendants du 222_{Rn chargés ou neutres qui ne sont pas attachés à des aérosols}

sont appelés fraction libre. Ils peuvent participer à des réactions chimiques et aux formations d’amas « clusters ».

(17)

L’attachement est un processus dans lequel la fraction libre des descendants du 222Rn (les

atomes, les ions ou les clusters) de par leurs mouvements aléatoires dans un gaz entrent en collision avec un aérosol ambiant et forment un ensemble nouveau : l’aérosol émetteur α. Pour préciser la notion de vitesse d’attachement, on définit en théorie classique de la diffusion

un coefficient d’attachement β de la formeβ( ) 2d = πDd, où D est le coefficient de diffusion

[4] et d le diamètre de l’aérosol.

Ce modèle simple est susceptible de divers raffinements mais tous conduisent à une valeur

maximale de β ~ 10-5cm3.s-1 (pour un diamètre d’aérosols de 200 nm). Cette valeur du

coefficient d’attachement signifie que pour une concentration d’aérosols typique (en intérieur)

de 1000 particules / cm3, le temps d’attachement est de l’ordre du centième de seconde. La

fraction non-attachée est très variable, de l’ordre de 5 à 30 % selon les conditions (diamètre des aérosols, concentration, humidité).

Figure 1-6 : Mécanismes de formation des clusters, attachement et détachement (il faut ajouter à cela les phénomènes d’échange de charge [3]).

1.5 Environnement et habitations

Le radon est produit à partir de l’uranium contenu dans les sols ; les sols granitiques libèrent plus de radon que les terrains sédimentaires en raison de leur plus grande concentration d’uranium (par exemple en Bretagne, Figure 1-7). La moyenne des mesures en

(18)

Figure 1-7 : Moyennes des activités volumiques de radon (Bq.m-3) par département [5]

Dans les habitations, la concentration en radon est généralement plus importante que dans l’atmosphère extérieure, car le taux de renouvellement de l’air est plus faible. La Figure 1-8 nous montre les différentes voies de pénétration du radon dans les habitations. Le radon provient du sol et des matériaux de construction, avec une concentration souvent plus élevée pour l’eau des sols granitiques.

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1.6 Risques liés au radon

Au XVIe siècle, deux médecins observèrent un taux élevé de décès chez des mineurs de charbon de la région du Schneeberg en Allemagne. Cette maladie sera identifiée en 1879 comme étant le cancer des poumons. L’exploitation accrue des mines d’uranium a permis de constater dans les années 1940 une augmentation des cancers des poumons chez les mineurs. Mais ce n’est que dans les années 1950 que l’exposition aux descendants du radon comme agent cancérigène de l’arbre trachéo-bronchique est établie. Enfin, en 1987 le radon a été reconnu par le Centre International de la Recherche sur le Cancer (CIRC) cancérigène pulmonaire pour l’homme sur la base des résultats des études expérimentales animales et des études épidémiologiques menées chez les mineurs de l’uranium.

Toutes ces études épidémiologiques [8] et [9] visent à mettre en évidence la contribution de l’exposition au radon dans les cas de cancers du poumon. En fonction des modèles de risques [10], entre 1200 et 2900 décès par cancer du poumon seraient attribuables à l’exposition domestique au radon en France (entre 5 et 12 % des cas de cancer du poumon en France). Toutes les précautions, moyen de mesures, facteurs de conversions, calcul de doses et épidémiologie dus au radon sont définis par des circulaires internationales telles que celles de l’UNSCEAR [11] et la CIPR 64 et 65 qui réévaluent de façon continue et plus précise les méthodes, facteurs et paramètres.

Le radon représente le tiers de l’exposition moyenne de la population aux rayonnements ionisants. C’est la principale source d’exposition naturelle et la deuxième source après les expositions médicales (radiographies…).

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rapidement réexhalé, car il a peu d’affinité avec les milieux biologiques, et en particulier le poumon. Ses descendants, au contraire, se déposent le long des voies aériennes pulmonaires selon une répartition liée à leur granulométrie. Ces descendants de vie courte irradient surtout les tissus pulmonaires proches du site de dépôt en particulier au niveau des cellules de l’épithélium bronchique.

Figure 1-10 : Modes de pénétration et de fixation du radon et de ses descendants [12].

1.7 Plans d’action

Le radon reste un sujet d’actualité, de par les études épidémiologiques en cours ou, plus récemment, par les réactions gouvernementales aux risques sanitaires. Un plan d’action interministériel 2005-2008 pour la gestion des risques liés au radon a été élaboré par l’Autorité de Sûreté Nucléaire en collaboration avec diverses Directions Générales ; il consiste à développer trois axes :

• Construire une nouvelle politique de gestion du radon dans l’habitat existant et les constructions neuves

• Accompagner la mise en œuvre de la réglementation dans les lieux ouverts au public • Améliorer et diffuser les connaissances sur les expositions et le risque liés au radon.

Les premières précautions ont été prises par la section de la radioprotection du Conseil Supérieur de l’Hygiène Publique de France (CSHPF) ; elles ont permis aux pouvoirs publics de définir des objectifs de précaution par la circulaire n°99-46 du 27 janvier 1999 [13] qui

propose trois niveaux de dangerosité évalués par des méthodes de mesures

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1. En dessous de 400 Bq.m-3_{, la situation ne justifie pas d’action correctrice particulière}

2. entre 400 et 1000 Bq.m-3, il est souhaitable d’entreprendre des actions correctrices

simples

3. au-delà de 1000 Bq.m-3, des actions correctrices, éventuellement d’envergure, doivent

être impérativement conduites, à bref délai car on aborde un niveau de risque qui peut être important. Ce dernier niveau conduira, en fonction de sa fréquentation, à envisager la fermeture de l’établissement recevant du public jusqu’à la réalisation des actions correctrices.

Ces valeurs sont en train d’être revues à la baisse pour viser un seuil de 200 Bq.m-3, ces

normes sont déjà en vigueur dans certains pays comme le Canada (où il est passé de 800 à 200

Bq.m-3). En effet, les études précédentes ont montré que la dangerosité du radon existe quelle

que soit son activité volumique [14].

L’Organisation Mondiale de la Santé a lancé en 2005 le Projet International sur le radon dans le but de développer et de renforcer les politiques de contrôle du radon dans le monde entier. Un projet européen de recherche, Alpha-risk, a aussi vu le jour en 2005 (http://www.alpha-risk.org). Il porte sur la quantification des risques de cancers ou de pathologies non cancéreuses associées aux expositions cumulées aux rayonnements ionisants. Ce projet apportera une information synthétique au grand public concernant les risques aux faibles doses.

1.8 Energie alpha potentielle

La concentration du radon dans l’air est exprimée en activité volumique par mètre cube

(Bq.m-3_{). Nous avons vu que la désintégration du radon produit des radionucléides à vie}

courte tels que le 218Po, 214Pb, 214Bi et le 214Po. Le 214Po n’est généralement pas pris en compte

car il ne parvient pas dans les poumons, de plus sa très courte période fait que sa

concentration est égale à celle du 214Bi.

Ces produits de désintégration sont en général exprimés à l’aide d’une unité spéciale dédiée : l’énergie alpha potentielle de concentration EAPC (PAEC, potential alpha energy

concentration). Cette unité, utilisée dans l’industrie du minerai d’uranium, quantifie

l’influence biologique d’un mélange de produits de désintégration. Ce paramètre donne l’énergie alpha résultante de tous les produits de désintégration dans un volume connu. Les

(22)

Caractéristiques des produits de désintégration

Nucléide 218Po 214Pb 214Bi 214Po Demi-vie 3.05 min 26.8 min 19.7 min 1.6 10-4 s Type de désintégration α β β α Énergie α (MeV) 6 0 0 7.68

Énergie alpha-potentielle/atome (EAP)

(MeV/atome)

13.68 7.68 7.68 7.68

Atomes / Bq 264 2320 1710 0.23 10-3

EAP par unité d’activité

(MeV.Bq-1)

3612 17820 13130 1.8 10-3

Tableau 2 : Calcul de l'énergie alpha potentielle pour les descendants du radon

Si le radon est en équilibre avec ses descendants, il existe une relation simple entre la concentration du radon gazeux et l’EAPC. La valeur des EAP pondérée par le nombre de descendants mesuré par unité de volume représente alors l’EAP totale.

Le calcul des différents coefficients de pondération est présenté dans le Tableau 2, on obtient :

218 214 214

13.68 _Po 7.68 _Pb

EAP= N + ⎡_⎣N +N _Bi⎤_⎦

A titre d’exemple, l’énergie alpha-potentielle qui correspond à 1 Bq d’activité est donc 34562 MeV (dernière ligne du tableau).

Le Working Level peut également être exprimé en Bq.m-3, cette définition historique vient de

l’utilisation du Curie comme unité (1 Ci = 3.7 1010 Bq) et donc 1 WL = 3700 Bq.m-3. Exprimé

en énergie, 1 WL correspond à une EAP de 127870 MeV.l-1.

Facteur d’équilibre :

La concentration d’équilibre (CE) est telle qu’au maximum, on mesure 1 WL (3700 Bq.m-3)

En général, la valeur de la concentration d’équilibre est plus petite que la concentration réelle du radon ; on peut ainsi définir un facteur d’équilibre par le rapport entre la concentration du

radon

(

et la CE, ou alors de manière plus précise par un rapport d’énergies alpha

potentielles :

)

Rn C v -9 v EAP 5.54 10 .A× F= ,

avec 5.5410-9 qui représente l’énergie alpha potentielle par unité d’activité du gaz radon.

Ce facteur d’équilibre est donc compris entre 0 et 1 ; dans les habitations la CIPR recommande de prendre comme facteur 0.4 [15] (le radon s’attache fortement aux poussières de l’air non brassé), l’UNSCEAR2000 table sur une valeur moyenne de 0.4 [11].

(23)

continues et intégrées. Des campagnes d’inter-comparaisons sont régulièrement menées afin de vérifier la pertinence des moyens de mesure [19].

Tous les systèmes de mesure de l’activité volumique du radon utilisent la détection des

particules α émises par la chaîne de désintégration ; les phénomènes physiques produits par

ces rayonnements permettent de concevoir différents types de détecteurs. On distingue donc les cas suivants :

• Le phénomène d’ionisation dans un milieu gazeux (resp. solide) qui se mesure directement dans une chambre d’ionisation (resp. un solide aux propriétés particulières tel que le silicium).

• Les phénomènes physico-chimiques qui modifient les propriétés du matériau par la création de pièges ou de défauts dans le réseau cristallin, par exemple le détecteur solide de traces nucléaires.

Figure 1-11 : Traces de particules α de 214Po (7.69 MeV) dans une chambre à brouillard [20]. Ces détecteurs peuvent être classés en deux grandes catégories : passifs et actifs.

1.9.1 Détecteurs passifs

L’utilisation d’un détecteur passif entraine généralement la modification physique de celui-ci après une période de mesure qui peut être très longue. Les mesures intégrées consistent par exemple en une accumulation de traces, de nombres de charges, d’atomes, etc. Ces systèmes de mesure fonctionnent sans circulation forcée d’air. L’inconvénient immédiat de ce type de détecteurs est la saturation : si les modifications physiques précédentes sont trop importantes aucune lecture ultérieure n’est possible. Un autre inconvénient est le lissage dans le temps de l’information alors que les fluctuations journalières ou l’effet de la ventilation sont des paramètres importants. Enfin, ces détecteurs demandent un traitement a posteriori pour évaluer la mesure de la concentration. Nous passons en revue les plus importants de ces systèmes.

1.9.1.1 Charbon actif

(24)

concentration en radon est obtenue en mesurant par spectrométrie gamma ou scintillation

liquide l’activité du 214_{Pb et du}214_{Bi. Le charbon actif est fortement dépendant de la pollution}

de l’air ambiant car de faibles contaminations chimiques dégradent le charbon et donc les mesures.

1.9.1.2 Détecteurs solides de traces nucléaires (DSTN)

Ce type de détecteur enregistre les impacts ou traces des particules α émises par le

radon et ses descendants. Les DSTN sont des polymères soigneusement sélectionnés pour leur sensibilité aux particules α ce que leur permet d’être utilisés comme dosimètre de faible coût dans des petits boitiers en plastique. Un traitement chimique destiné à révéler les traces doit être appliqué au détecteur. La concentration du radon est obtenue à partir du comptage des traces sous un microscope ou en utilisant un système automatisé après normalisation [21]. La particule α dépose son énergie dans le polymère, provoquant une zone de dommages à l’échelle moléculaire : la trace latente. Ce détecteur ne modifie pas le milieu dans lequel il est placé, il enregistre et conserve simplement les traces. Ces enregistrements peuvent donc être relus ultérieurement.

On peut distinguer deux types de DSTN :

• Les DSTN épais sont des polycarbonates (CR39, Makrofol, etc.). Ce sont des lames de plexiglas de l’ordre du millimètre d’épaisseur. Les traces obtenues sont de petits défauts de tailles différentes à la surface du détecteur. Le DSTN utilisé au sein de

notre groupe est le CR39, polymère de carbonate d’allyldiglycol (C12H18O7), amorphe,

transparent et très sensible aux rayonnements ionisants. Il est utilisé dans la fabrication de verres de lunettes. Pour compter le nombre de traces détectées, un développement chimique ou électrochimique est nécessaire [21] ; il révèle des traces elliptiques qui représentent les angles (< 75°) et les énergies des particules α incidentes. La gamme d’énergie détectable est de 0.5 à 20 MeV.

• Les DSTN minces sont des films Kodak™ LR115, soit une couche de nitrocellulose

(C6H8 N2O9) de 12 µm d’épaisseur en moyenne sur un support inerte de 100 µm en

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Figure 1-12 : DSTN LR115 et CR39.

1.9.1.3 Chambres à électret

Ces chambres se composent d’un disque (électret) en Téflon™ chargé positivement et d’une petite chambre d’ionisation en plastique. La lecture se fait grâce à un dispositif extérieur qui mesure la charge de l’électret. La différence de charge et le temps d’exposition permettent de déterminer l’activité volumique du radon.

La Figure 1-13 nous montre une chambre à électret ; un filtre permet de s’affranchir des descendants solides du radon. Lorsque le radon diffuse à l’intérieur de la chambre, les

particules α ionisent les molécules d’air ; les ions positifs se fixent sur les parois de la

chambre et les charges négatives sont attirées par le disque en Téflon™ où elles se recombinent avec les charges positives initialement déposées. Ces recombinaisons contribuent à diminuer progressivement la charge de l’électret qui doit subir une charge complète du disque pour être à nouveau utilisé (cette opération est réalisée par le constructeur).

Le rayonnement gamma ambiant contribue également à décharger l’électret ; la mesure de cette contribution au bruit de fond est nécessaire : elle sera prise en compte dans l’évaluation de la concentration en radon. Ces détecteurs fonctionnent sur le long terme avec un pas de temps généralement mensuel.

(26)

1.9.2 Détecteurs actifs

Ces détecteurs, contrairement aux précédents, permettent des mesures en temps réel, continues et instantanées de l’évolution de l’activité volumique du radon. Ces détecteurs fonctionnent souvent avec une circulation forcée d’air. Les détecteurs du type chambre d’ionisation souffrent d’un problème qui est la pollution à long terme de la chambre par des

éléments lourds tels le 210Pb, surtout à forte activité, contribuant ainsi à augmenter le bruit de

fond du fait de sa plus longue période (22.2 ans).

Figure 1-14 : Une des premières méthodes de mesure des émanations de radon (1904) [3].

1.9.2.1 Chambre d’ionisation (polarisation)

Elle repose sur l’ionisation d’un gaz par le passage de la particule α. Les électrons ou les ions positifs sont collectés sur une électrode centrale polarisée. La charge déposée est proportionnelle à l’énergie du rayonnement. Un appareil commercial communément utilisé

pour la mesure de l’activité volumique du radon jusqu’à 2 MBq.m-3 est l’Alphaguard (Figure

1-15).

(27)

Figure 1-15 : La chambre d'ionisation Alphaguard.

Le Rad7 (Figure 1-16) est un appareil commercial qui mesure en continu l’activité volumique du radon dans l’air et dans l’eau. Le système de détection utilise une collection électrostatique des émetteurs α (un dispositif spécial est requis pour les mesures dans l’eau), il fait ensuite une spectrométrie. La haute tension dans le conducteur est de 2000 V. L’instrument utilise un microprocesseur pour calculer l’activité volumique du radon. Cet appareil est lourd (5 kg) et encombrant. Le constructeur préconise un temps délai de trois heures avant l’obtention d’une mesure fiable (temps d’initialisation de l’algorithme).

Figure 1-16 : Le Rad7

1.9.2.2 Détecteurs à semi-conducteur (jonction)

(28)

volumique qui permet de détecter des dépôts d’énergie linéiques plus grands (facteur 1000 comparé aux gaz utilisés dans les chambres d’ionisation) et leur simplicité d’utilisation. Les diodes PN, PiN (dépôt et diffusion de lithium dans la jonction pour augmenter la profondeur de celle-ci) sont largement utilisées pour faire de la spectrométrie (par exemple la détection du radon et de ses descendants).

Un exemple est le Doseman [22] (Figure 1-17) qui fonctionne avec une diode d’une surface

de 2 cm2_{. La collecte des particules chargées sur la diode se fait après une collection de type}

électrostatique dans une chambre de 12 cm3. L’appareil fait une spectrométrie pour séparer le

radon de ses descendants. Il peut mesurer les activités volumiques en radon de 10 Bq à

4 MBq.m-3_{mais ne mesure pas le facteur d’équilibre. Sa résolution est de 100 keV et}

l’efficacité annoncée par le fabricant est de 0.22 à 0.38 coups par minute pour une activité de

1 kBq.m-3.

Figure 1-17 : Détecteur à semi-conducteur : le Doseman

La mesure spécifique des descendants du radon se fait à l’aide d’un appareillage lourd et peu mobile mais très spécialisé : le Tracerlab. Il fonctionne également avec des semi-conducteurs. L’exemple suivant est utilisé à l’IRSN dans leur système BACCARA (BACCARA est un BAnC de CAlibration de RAdon développé et utilisé à L'Institut de radioprotection et de sûreté nucléaire, IRSN), qui sera décrit en détail au paragraphe 7.4.

Le Tracerlab est un appareil destiné à des professionnels, qui mesure en continu l’activité volumique des descendants du radon à l’aide d’une diode au silicium faisant partie d’une sonde de filtration qui s’ajoute à l’unité centrale. Il utilise une spectrométrie α et un algorithme de calcul sophistiqué. Le Tracerlab utilise une pompe qui prélève l’air ambiant pour l’amener sur un filtre afin d’échantillonner les particules. Ce filtre collecte donc les descendants du radon à sa surface. Les impulsions des charges électriques dues aux

rayonnements α sont enregistrées et analysées à l’aide d’un analyseur multicanaux. Cet

(29)

Figure 1-18 : Principe de fonctionnement du Tracerlab L’appareil pèse environ 5 kg, c’est un appareil de mesure sur site peu mobile.

(30)

Le circuit AlphaRad

(31)

Le circuit AlphaRad

La présentation précédente a détaillé les moyens actuels de mesure de l’activité du radon dans l’air qui, dans le cas d’une mesure en temps réel, tendent à privilégier l’utilisation de capteurs de type diode de silicium (barrière de surface). Un inconvénient à utiliser ce type de diode dans un capteur intégré (VLSI) vient de la grande capacité induite par la surface de détection. En revanche, les capteurs à pixels actifs permettent d’obtenir une grande surface de détection tout en ayant une capacité et un courant de fuite faibles (la surface de la diode ne

fait que 3×3 µm2 pour un pixel de 80×80 µm2). Notre laboratoire a acquis une grande

compétence dans la conception et la réalisation de détecteurs intégrés monolithiques à base de pixels actifs (MAPS, Monolithic Active Pixel Sensor), essentiellement pour des applications en physique des particules [23]. Ces capteurs, d’une grande efficacité pour la détection de particules chargées au minimum d’ionisation (MIP), fonctionnant sous faible tension (5 V, voire 3.3 V) sont fabriqués à partir de silicium commercial. Il était tentant de les utiliser, en les adaptant, pour la détection des particules α émises par le radon et ses descendants. Nous allons décrire brièvement le principe des pixels CMOS pour dégager la filiation logique avec notre capteur AlphaRad. Ce capteur a fait l’objet d’un dépôt de brevet européen [24].

2.1 Principe de fonctionnement d’un capteur à pixels actifs

Ces capteurs permettent la reconstruction de traces de particules au MIP avec une résolution inférieure à 2 µm [25] et [26]. Leur principal désavantage inhérent à la conception, est la faible résolution en énergie due à leur faible épaisseur (seule une fraction de la charge est collectée et l’excès de porteurs de charges créé dans le silicium est collecté par diffusion thermique). Dans le cas de la détection des particules α émises par le radon et ses descendants un simple comptage sur une grande surface est nécessaire, en s’affranchissant de la pixélisation.

Les détecteurs de type diode au silicium utilisent la différence de dopage pour créer une jonction couplée ensuite par une différence de potentiel élevée qui désertifie une zone sur une certaine distance. Le passage d’une particule chargée dans cette zone créé par ionisation des charges (paires électron-trou) qui vont migrer sous l’effet du champ électrique dû à la différence de potentiel. Après migration ces électrons sont collectés par la diode. Les capteurs à pixels actifs fonctionnent sans l’aide d’une polarisation supplémentaire, la collection est assurée par diffusion thermique des porteurs de charges [23]. Du silicium standard peut donc être utilisé à la place de silicium haute résistivité et la « haute » tension de polarisation est de l’ordre de 5 V. Dans un silicium commercial, la longue durée de vie (~ 100 ns [27]) des porteurs de charges en excès permet leur collection par diffusion thermique sur des diodes microscopiques, dont la surface totale est plus petite que la surface active, d’un détecteur classique macroscopique, de plusieurs ordres de grandeur.

(32)

Le circuit AlphaRad

Figure 2-1: Un pixel de la matrice avec sa diode et ses trois transistors

Ses performances ont été mesurées sous un faisceau de pions au CERN ; ce capteur affiche une résolution inférieure à 2 µm, pour une efficacité de détection des particules au minimum d’ionisation proche de 99 % [23]. L’idée du développement de l’AlphaRad va donc initialement s’appuyer sur ces résultats prometteurs. Par ailleurs, ce capteur à pixel Mimosa 1 a été utilisé dans notre premier test de détection des particules α pour le radon [28].

2.2 Concept du circuit AlphaRad

La longueur de diffusion des porteurs de charge est très dépendante du dopage ; des calculs effectués dans un cas très défavorable [29] montrent que même en prenant une durée de vie de 200 ns (les porteurs de charge parcourent une longueur de diffusion de 15 µm) plus de 75 % de la totalité de la charge est collectée sur la diode pour un espacement inter-diode de 80 µm.

Cette longueur de diffusion est le paramètre le plus important de la technologie utilisée (AMS 0.6 avec couche épitaxiale), elle permet donc la création de capteurs de grande surface (à l’échelle du VLSI).

Dans le cas de la technologie AMS, la jonction de la diode (n+/caisson-n/p) est située entre le

caisson n et la zone p ; la capacité induite pour une diode de type p polarisée en inverse sous 5 V est de 2.5 fF [30], ce qui autorise la création de grandes matrices de diodes en parallèle tout en minimisant la capacité parasite. Le bruit électronique d’une telle matrice est dominé par le bruit des diodes (bruit de grenaille dû au courant de fuite), le fait de segmenter une diode de grande surface par des petites diodes réduira ce bruit d’un facteur énorme,

typiquement selon le rapport 3×3 / 80×80 ~ 10-3 (rapport des surface de diode sur pixel).

La structure de l’AlphaRad est la suivante : le volume sensible est constitué d’une couche

épitaxiale semi-résistive (NA = 1015 cm-3) de 14 µm d’épaisseur, cette couche est délimitée sur

le dessus par une couche d’oxyde de silicium et au dessous par une couche de substrat d’une qualité moindre. Les électrons créés dans la zone épitaxiale vont migrer et être collectés

uniquement par diffusion thermique sur les petites diodes (n+/n/p) de taille 3×3 µm2. La

(33)

Le circuit AlphaRad

Figure 2-2: Passage d'une particule chargée dans le circuit AlphaRad

2.2.1 Schéma fonctionnel de l’AlphaRad

Le circuit AlphaRad sera donc un capteur intégré, bas bruit, à sortie unique fonctionnant à température ambiante, ayant une grande efficacité pour la détection de

particules α et de protons (MeV). Une autre application très intéressante du circuit est la

détection de neutrons après conversion (n→α ou n→p) dans un convertisseur approprié. Le capteur devra donc pouvoir fonctionner à fréquence élevée pour subir de forts taux de comptage dans le cas de neutrons ce qui impliquera une fréquence de remise à zéro de l’ordre de quelques centaines de kHz.

Les premiers résultats de détection de particules α de (222_{Rn) ont été obtenus avec un capteur}

CMOS et un système d’acquisition très lourd car le circuit utilisé était pixélisé. L’AlphaRad, lui, intègrera toute la partie de traitement.

Il se présente sous la forme de deux chaînes identiques de lecture indépendantes. La chaîne inclut une partie de détection gérée par un grand transistor de reset, suivie d’un étage d’amplification double (une compensation d’offset est appliquée sur le deuxième étage) et d’un comparateur binaire de sortie. Les deux matrices (et chaînes de traitement associées) sont utiles pour l’application aux neutrons en utilisant dans ce cas deux types de convertisseurs différents.

L’avantage d’utiliser un « process » [31] de technologie standard pour la partie de détection

(34)

Le circuit AlphaRad

Figure 2-3: Synoptique du circuit AlphaRad.

Le circuit utilise des parties connues et simulées, les amplificateurs à transconductance sont dérivés d’un capteur magnétique développé à l’INESS (Institut d'Électronique du Solide et des Systèmes, CNRS Strasbourg) et la structure de détection fait appel au savoir-faire acquis depuis 2001 dans la conception de capteurs CMOS par le groupe de microélectronique du laboratoire (Département de Recherche Subatomique de l’IPHC à Strasbourg).

L’AlphaRad se composera de deux matrices de détection indépendantes avec leur seuil de discrimination. L’intérêt est de pouvoir opérer une sélection en énergie déposée par les particules α (ou les protons dans le cas d’une application à la détection des neutrons.

2.2.2 Description des éléments fonctionnels de l’AlphaRad

2.2.2.1 Matrice de pixels

(35)

Le circuit AlphaRad

une matrice de pixels. Afin d’évaluer et de minimiser les deux paramètres que sont la capacité parasite et la source de courant par diode, la matrice de pixels a été modélisée pour tenter de trouver un équilibre entre le nombre de pixels utiles, leur disposition et la taille de la matrice (influence des longueurs de pistes sur les capacités parasites).

Plusieurs simulations sous CADENCE ™ ont été effectuées en tenant compte des paramètres donnés par le fondeur sur la technologie employée, tels que : espacement minimal des diodes, capacités (3.6 fF sous 3.5 V), etc. La limite supérieure pour l’espacement des diodes est une limite physique, elle correspond à la recombinaison de paires électron-trou qui fait chuter la charge que l’on doit collecter. Le Tableau 3 donne une synthèse des simulations qui tient compte des capacités de ligne pour les pistes d’interconnexion en aluminium :

Matrice dLigne (µm) dColonne (µm) CCapteur (pF) IFuite (pA) Observations nC = 32, nL = 32

61.4 125.9 29.2 2.55 Capacité et courant de fuite

corrects

(distance > 80 µm entre colonnes)

nC = 64,

nL = 32

60.4 61.4 40.9 5.1 Meilleur compromis

Diode unique

282 82.4 Capacité et courant de fuite

rédhibitoires dûs à la géométrie Tableau 3: Différents modèles de matrices et leurs caractéristiques électriques.

Finalement la partie sensible du capteur sera composée de deux matrices de 32×64 pixels chacune, avec un pas inter-diode de 80 µm. Cette partie recueillera une charge de 400 000 électrons lors du passage d’une particule α (on considère un dépôt moyen de 1.4 MeV, dans les conditions de la simulation décrite au paragraphe 7.2.4, dans la couche épitaxiale et à raison d’une énergie de 3.6 eV pour la création d’une paire électron-trou dans le silicium) soit

6.4 10-14 C. Cette charge produit un courant de 800 nA pendant 80 ns qui est le temps de

diffusion et de collection. La tension de sortie est de 1.56 mV. Pour des détections successives, la diode doit être remise à zéro périodiquement (de 10 à 300 kHz) par l’intermédiaire du transistor M1 dans le cas d’une diode par pixel. Comme la structure de détection est un ensemble de pixels placés en parallèle, un seul transistor est utilisé pour la remise à zéro de la matrice entière ce qui peut génèrer un appel de courant important. Le fondeur donne également le courant maximum que peut supporter la grille du transistor en fonction de sa taille, elle sera donc ajustée en conséquence. Après simulation (Tableau 4), les dimensions finales de ce transistor qui se caractérisent par deux paramètres (W : largeur de la grille et L : longueur de la grille [31]) sont donc fixées à W / L = 20 / 0.6. En effet, les transistors de rapport 36 / 0,6 génèrent une pointe de courant trop forte (~ 16.5 mA) ensuite, il faut trouver un bon compromis entre la taille du transistor et le bruit thermique engendré par

Ron (Ron = 1/ (KPn*(W/L)*(Vgs – Vth)), paragraphe 2.2.2.4). C’est pourquoi notre choix s’est

(36)

Le circuit AlphaRad

W/L 36/0,6 18/0,6 9/0,6 36/6 18/6 9/6 36/0,6 36/6

Weffectif / Leffectif 35,9/0,25 17,9/0,25 8,9/0,25 35,9/5,6 35,9/5,9 35,9/5,9 35,9/0,25 35,9/5,9

Temps de remise à zéro (ns) 35 70 120 400 800 1500 2000 3000

Courant de grille (mA) 0,23 0,12 0,06 2,70 1,34 0,68 0,23 2,70

Courant de drain (mA) 16,53 8,50 4,30 3,00 1,52 0,774 16,61 3,00

Courant de source = pic de courant (mA) 16,59 8,51 4,30 4,30 2,20 1,10 16,63 4,30

Tension de diode (V) 2,497 2,497 2,94 2,494 2,488 2,494 2,498 2,490 Tension grille/source (V) 2,500 2,498 2,498 2,500 2,496 2,500 2,497 2,500 Tension de seuil (V) 1,15 1,15 1,16 1,48 1,49 1,50 1,15 1,48 Différence de potentiel (mV) 3 3 6 12 6 7 2 10 Résistance (Ron) simulée (Ω) 125 250 502 1688 3400 6800 125 1688 Résistance (Ron) calculée KPn = 107.10-6 A/V² 48 98 196 1436 2900 5900 113 1536

Tableau 4 : Simulation des caractéristiques électriques du circuit en fonction des paramètres W et L du transisor de reset de la matrice de pixel, en gras le couple de valeurs retenu.

Figure 2-5 : Excursions en tension des différents étages

2.2.2.2 Etage d’amplification

(37)

Le circuit AlphaRad L’étage d’amplification est scindé en deux parties :

• Amplification bas bruit d’un facteur 70.

• Amplification d’un facteur 10 et compensation d’offset.

Les caractéristiques des amplificateurs sont données dans le tableau suivant :

Dynamique d’entrée en mode commun CMR± 500 mV

Excursion de sortie OUT± 1,5 V

Gain statique Av0 ≥ 70 dB = 5000

Produit gain bande passante GBW 16 MHz

Marge de phase 67°

Slew Rate 2 V.µs-1

Tableau 5: Caractéristiques des OTA Miller

La compensation d’offset est en général nécessaire à cause du décalage en tension aléatoire introduit lors de la conception du circuit. Cette compensation est opérée au démarrage du système, puis ensuite à une fréquence de 100 Hz. La fréquence choisie tient compte d’une dérive rapide, ce qui ne sera finalement pas le cas. Par ailleurs, 100 Hz est une valeur commode de fréquence minimale pour le calcul de bruit. Une logique de contrôle pilotera cette compensation par dichotomie pour ramener la ligne de base à son point milieu de 2.5 V. La compensation d’offset est activée à fréquence fixe tous les 100 reset du circuit. Elle est codée nativement en VHDL et transformée ensuite avec les outils Cadence Verilog HDL.

2.2.2.3 Comparateur

Le comparateur est le dernier étage de la chaîne de traitement, il fournit un signal numérique binaire (0 - 5 V) en fonction d’une tension seuil de référence fixée par l’utilisateur. Cette information servira à incrémenter un compteur à l’extérieur du circuit. Ce comparateur n’est pas à hystérésis ce qui nous posera des problèmes par la suite (paragraphe 3.3.4.3).

2.2.2.4 Bruit de la chaine complète

Le bruit est principalement dominé par le bruit électronique en kT/C [32] dû à la capacité de la matrice gérée par le transistor de reset. Le générateur de bruit est modilisé comme une

source de courant Ifuite en parallèle avec la capacité parasite Cmat connectés en série avec la

résistance Ron du transistor (Figure 2-4). Le bruit de la résistance est un bruit thermique (filtré

par Ron.Cmat) donné par V_kTC2 kT et le bruit kT/C vaut typiquement 10 µV (RMS).

C

=

La seconde source de bruit est le bruit de grenaille dû au courant de fuite de la diode

équivalente du détecteur, il vaut 2

int 2 fuite qI t C =

V et si on considère un temps d’intégration

(38)

Le circuit AlphaRad 2 70 OTA e kT ENC C = + ou 2 2 70 OTA OTA e =e +4kTR₁_OTA₇₀Δ f

Cette expression retient les contributions majeures (la matrice et l’amplificateur du premier étage, le plus bruyant).

Les valeurs numériques sont R1OTA70 = 1 kΩ et la longueur d’intégration de la bande de

fréquence Δf = 250 kHz

Remarque : nous avons choisi comme fréquence minimale pour l’étude de bruit 0.1 Hz qui tient compte de la probabilité d’événements soit un taux de comptage de 1 Hz. Par sécurité, nous avons décidé de prendre une fréquence dix fois plus petite. La fréquence maximale est définie par le produit gain bande passante critique pour l’amplificateur de gain maximum. Ce qui se traduit par :

max

70

GBW 16MHz

f = =

A 70 250 kHz

C’est la fréquence de coupure de l’amplificateur de gain 70. Pour ces raisons nous avons fixé la bande de fréquence à Δf = 250 kHz.

Le bruit total du circuit ramené à l’entrée ainsi calculé est de 25 µV. Il est d’usage en fonction des parties où la charge est normalisée (MIP), d’exprimer le bruit ENC (Equivalent Noise

Charge) en électrons. Toutefois, ce circuit est destiné à la détection de protons dans la gamme

(39)

Tests électriques du circuit AlphaRad

(40)

3.1 Retour de fonderie

Le circuit AlphaRad a fait partie d’un run multi-projets soumis à la Coordination

Nationale de Formation en Micro-électronique (CNFM) à Montpellier [33].Cette procédure permet de maximiser l’espace disponible sur un « wafer » de silicium afin de réduire les coûts de fabrication en regroupant plusieurs circuits issus de projets différents.

Par wafer [31], on désigne la tranche de silicium de 300 µm d’épaisseur qui sert de support à la fabrication des circuits intégrés. Au retour de fabrication, les circuits sont découpés par le fondeur et livrés par petits lots. Nous avons reçu un premier lot de 20 circuits, puis un second lot de 12.

3.2 Mise en place des tests

Dès réception, une série de tests / outils de tests doivent être mis en place afin de vérifier que le circuit répond au cahier des charges qui était fixé ; une caractérisation du circuit en découle.

3.2.1 Tests visuels.

Les circuits sont placés sous une loupe binoculaire afin d’examiner leur état général. Les pattes d’entrée-sortie (pads) sont vérifiés ; une comparaison est effectuée par rapport au nombre de blocs fonctionnels que doit comporter un circuit (Figure 3-1).

(41)

3.2.2 Chaîne d’acquisition

Le circuit intégré doit pouvoir être alimenté, piloté et lu. Les signaux utiles issus du circuit, à savoir les sorties numériques du discriminateur, doivent pouvoir être analysés et stockés. Ces signaux partent d’une carte support du circuit où ils sont mis en forme ; cette carte support assure également la connectique d’alimentation et de pilotage. Ces signaux sont

ensuite analysés sur une 2ème carte multifonction et transmis vers un PC pour un traitement

ultérieur.

3.2.3 Carte support des circuits

L’utilisation du circuit doit inclure une mise en place aisée des tests de fonctionnement. Une carte (PCB, Printed Circuit Board) répondant à ces critères a été développée au laboratoire (Figure 3-2). Il faut noter que le circuit est placé sans autres composants à l’envers de la carte. Cette carte présente une finition nickel-or chimique pour les besoins du bonding. Le bonding consiste en une micro-connectique entre un élément macroscopique, la carte électronique, et un élément microscopique, les pads de connexion du circuit. Le bonding est réalisé au laboratoire après un collage du circuit sur la carte support.

Figure 3-2 : Carte support de l'AlphaRad, recto et verso.

(42)

3.2.4 Carte multifonction

Cette seconde carte, appelée par la suite carte multifonction (CMF), a été développée dans le but de servir à plusieurs protocoles de tests. En effet, nous avons au laboratoire différents capteurs CMOS[31] qui ont chacun son mode de communication et ses signaux de contrôle. Les sorties utiles de ces capteurs sont en général analogiques. La carte permet d’envoyer et de recevoir toutes sortes de séquences numériques afin de piloter les circuits. Elle assure simultanément l’échantillonnage de 4 voies analogiques par le biais d’un convertisseur analogique-numérique de 10 bits de résolution à une fréquence de 6 MHz. Un bus numérique de 32 bits fait la liaison avec une carte d’acquisition National Instrument™ PCI DIO 32HS [34] pour une supervision par un PC.

Idéalement, la CMF permet de prendre en charge tout type de détecteur connecté sur son PCB et d’assurer le dialogue avec la carte d’acquisition commerciale.

Le cœur de notre carte consiste en un FPGA (Field Programmable Gate Array) de type Xilinx™ [35], circuit numérique programmable à l’aide d’un langage dédié. Le FPGA assure les fonctions suivantes : distribuer les horloges nécessaires au fonctionnement de l’ensemble, fabriquer les signaux de contrôle des circuits de la carte, piloter le convertisseur analogique-numérique, transmettre les signaux de commande des capteurs, véhiculer les signaux de retour et enfin assurer une liaison USB (Universal Serial Bus) [36] avec un PC.

Interface

Alpharad Interface

Alpharad

(43)

a) Description des voies

La CMF est découpée en cinq zones définies par des couleurs sur la photographie de la Figure 3-3 :

• Zone 1 (vert) : les connecteurs qui permettent de brancher différents capteurs, Mimosa 1, Mimosa 5 et AlphaRad. Le capteur Mimosa 1 a été utilisé dans le but de valider le procédé de détection du radon par une technologie de type matrice à pixels actifs [28]. • Zone 2 (rose) : le FPGA de type Xilinx™

• Zone 3 (bleu) : les quatre entrées analogiques avec leurs étages d’amplification et de réglage d’offset (seuil) permettant d’utiliser au mieux la fenêtre d’entrée du convertisseur analogique-numérique.

• Zone 4 (violet) : l’interface USB qui permet à l’utilisateur de régler les paramètres sur la carte.

• Zone 5 (rouge) : le connecteur du bus 32 bits d’entrées-sorties qui envoie les données sur le PC.

b) Principe de fonctionnement

Le FPGA reçoit les signaux numériques des discriminateurs de chacune des matrices. Ces signaux alimentent deux compteurs de 32 bits dont les valeurs peuvent être relues par l’interface USB. L’interface pilote l’étage de compensation d’offset et réinitialise les compteurs à la demande.

Deux signaux alp_reset et alp_clk sont générés par le FPGA pour fixer l’horloge et la fréquence de reset de l’AlphaRad. Seuls ces deux signaux sont nécessaires au fonctionnement de l’AlphaRad.

3.2.5 Carte d’entrée-sortie numérique

Un bus d’entrée-sortie de 32 bits est disponible sur la CMF ; il est entièrement pilotable à la fois par le FPGA et le PC. Les données issues de la carte sont prises en charge par le logiciel Labview™ [34]. Le bus de communication est facultatif, et pour la première utilisation de l’AlphaRad, il n’est pas utilisé.

3.2.6 Seuil de discrimination

Ce seuil est généré par une alimentation externe de type HP3631A [37], c’est une alimentation dite de laboratoire dans le sens où elle peut délivrer une tension connue avec un bruit de quelques microvolts.

(44)

3.2.7 Logiciel de pilotage sous Labview™

Le contrôle des paramètres et la réception des valeurs des compteurs se font à l’aide d’un programme de pilotage que nous avons développé sous Labview™. Ce programme intègre une partie de communication supplémentaire. Labview™ est très complet en ce qu’il permet de dialoguer facilement avec les entrées-sorties classiques d’un PC : liaison série, parallèle et TCP / IP mais il n’intégre pas la gestion de l’interface de communication USB. Le logiciel Labview™ est un outil assez répandu dans les milieux de l’industrie et de la recherche, car il s’accorde avec un matériel d’acquisition très divers. En général, un constructeur d’appareils de mesure fournit un driver d’instrument écrit dans le langage G (Labview™) qui offre ainsi une facilité d’intégration de cet appareil dans une chaîne de contrôle et de mesure. Les cartes d’acquisition et les pilotes sont développés par la même société (National Instruments).

LabVIEW™ (Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench) est un logiciel de développement d'applications d'instrumentation ; particulierement destiné à l'acquisition de données et traitement du signal. En effet, ce logiciel offre un large éventail de possibilités de communication entre un ordinateur et le monde physique, (cartes d'acquisition analogiques ou digitales, cartes GPIB, réseau, liaisons série et parallèle, etc.) ainsi qu’une importante bibliothèque mathématique permettant de traiter les signaux mesurés.

Le principe de LabVIEW™ est de remplacer les instruments d’analyse et de mesures d'un laboratoire par un ordinateur muni de cartes spécifiques et d'une interface logicielle souple. Les cartes permettent de convertir des signaux électriques (en provenance de capteurs mesurant des grandeurs physiques) en données numériques. Un seul ordinateur équipé d'une carte d'acquisition et de LabVIEW™ pourra donc remplacer plusieurs instruments de mesures. Les mesures effectuées pourront de plus être traitées, analysées et archivées.

Des cas particuliers, comme c’est souvent le cas dans le milieu de la recherche, nécessitent l’écriture de pilotes de bas niveau complémentaires.

Nous avons dû développer un programme en langage C pour permettre le dialogue USB entre le PC et la carte d’acquisition, ce protocole a été choisi en raison de sa souplesse d’utilisation, de composants facilement disponibles et surtout d’une intégration dans tout PC standard. Ce code est ensuite compilé en une librairie dynamique (Dynamic Linked Library : DLL), un objet que sait facilement prendre en compte LabVIEW™.

Une fois la DLL intégrée, le logiciel peut lire et mettre à zéro les compteurs, envoyer la compensation d’offset et fixer le seuil de discrimination. Ce travail nous a permis de disposer d’une acquisition complètement automatique.

3.3 Tests électriques des circuits

(45)

3.3.1 Problèmes généraux rencontrés sur le circuit AlphaRad.

On dénote par A et B les deux voies indépendantes du circuit, les problèmes rencontrés sont :

• Fonctionnements aléatoires à la mise sous tension o Absence de compensation d’offset

o Bit fin A et/ou B absent(s) o Voie A ou/et B absente(s) o Désynchronisation des voies

• Diaphonie entre les deux voies provoquant des déclenchements intempestifs

• Fonctionnements aléatoires du circuit de compensation d’offset entraînant des déclenchements parasites

• Circuits inutilisables (taux de déchet important) o Ligne de base bloquée ou oscillante o Consommation de courant trop importante

3.3.2 Tests

Le circuit une fois polarisé doit être placé dans l’obscurité à cause de la sensibilité de la partie active. Le circuit est soumis à une fréquence de reset par le signal alp_reset, il réinitialise la matrice par le biais du transistor de remise à zéro. En outre, il est pourvu d’une compensation d’offset (principe expliqué au chapitre 3.3.3) afin de s’affranchir des dérives dues aux courants de fuite. Cette compensation est déclenchée de façon interne après un nombre de coups d’horloge fixé. L’horloge de fréquence 1 MHz est envoyée au circuit par le signal alp_clk.

Nous constatons les faits suivants à la mise sous tension du circuit :

• Une désynchronisation peut apparaître de façon aléatoire au démarrage du circuit. • Des déclenchements aléatoires

• Une absence de compensation d’offset.

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Figure 3-4 : Deux voies de l'AlphaRad lors de la compensation d'offset, la persistance visuelle de l’oscilloscope est utilisée afin de voir l’excursion des signaux, de haut en bas les sorties des buffers

(Buf_ampli10) pour les deux matrices puis le signal commun de remise à zéro (Reset à 10kHz). Sur la Figure 3-4, on a représenté les deux voies en fonctionnement du circuit AlphaRad : lorsqu’une compensation d’offset intervient, on observe une chute de la ligne de base due aux

courants de fuite des diodes de la matrice de pixels (elle est typiquement de 0.06 mV.µs-1 pour

une fréquence de Reset de 3 kHz). Le signal de la compensation d’offset est utilisé pour générer la synchronisation de l’oscilloscope.

3.3.3 Compensation d’offset

La fonction de compensation d’offset est un outil classique pour stabiliser le

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Figure 3-5 : Compensation d'offset : la variation de la ligne de base suit la sortie du comparateur, en rouge la sortie du buffer (Buf_ampli10), en bleu l’entrée d’horloge (Clk).

Un premier problème apparaît, illustré par la Figure 3-6 : il peut arriver que lors de la compensation d’offset, le signal induit se propage en entraînant un basculement du discriminateur qui déclenche les coups fantômes (diaphonie entre les voies et possible couplage avec les alimentations).

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essaie alors de revenir au niveau de fonctionnement (point milieu) ce qui produit les déclenchements successifs.

Le circuit ne peut pas être utilisé si ces déclenchements surviennent. Une première solution pour remédier à ce problème a été de tenter une approche analogique. Le circuit étant conçu de sorte à ce que la compensation d’offset soit démarrée de façon interne dès la mise sous tension, nous avons utilisé dans un premier temps l’approche analogique par points de polarisation pour tenter de minimiser, voire de désactiver cette compensation.

Dans un deuxième temps, une approche numérique a été réalisée, et nous décrivons brièvement ces deux procédures :

• Approche analogique

o Polarisation plus importante sur les différents étages (compensation, comparateur de compensation), les amplificateurs n’intervenant pas dans le problème. Il s’agissait dans un premier temps de décaler la ligne de base afin de s’affranchir de la plage de compensation, mais dans ces conditions le circuit devenait moins sensible, donc inutilisable.

o Nous observons le même effet en décalant le point de référence du montage de 2.5 V

o Dans un deuxième temps en désactivant le comparateur de compensation nous désactivions également la voie correspondante car c’est l’étage de compensation qui fourni le point milieu. Dans ce cas le circuit fonctionne correctement, mais avec une voie active (la diaphonie existe toujours, mais les signaux parasites sont absents).

o Il existe une différence de sensibilité entre les deux voies, la voie B des circuits semble plus sensible en général aux perturbations.

o Les tests sur les alimentations, qui génèrent les tensions de référence n’ont rien donné (un appel de courant peut entrainer une chute de tension qui dépolarise un étage provoquant ainsi les coups parasites).

• Approche numérique

o L’élargissement du signal reset à plus de 1 µs (jusqu’à 10 µs) permet à la ligne de base de revenir plus facilement au point de polarisation.

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Figure 3-7 : Une voie fonctionnelle, la compensation d'offset synchronise l'acquisition (la trame de la ligne de base est très perturbée juste après la compensation), de haut en bas la sortie du buffer (Buf_ampli10) de la voie considérée puis le buffer (Buf_compoffset) de compensation d’offset, la

deuxième voie et le signal de remise à zéro (Reset)

Figure 3-8 : Un circuit où une voie est fonctionnelle. Les perturbations affectent l'autre voie, la légende est la même que la figure précédente.

3.3.4 Remèdes

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dérive de la ligne de base (qui a conditionné la mise en place de cette correction) reste négligeable.

Remarque :

Une solution possible dans le cas d’un design d’un nouveau circuit sera par exemple d’utiliser un couplage AC (paragraphe 8.2).

3.3.4.1 Dérive de la ligne de base

Nous avons placé un circuit en test pendant une nuit et observé la variation de la ligne de base. En l’absence de compensation les résultats nous permettent de conclure qu’il n’y a pas de variation significative de la ligne de base car la dérive observée est inférieure à 1 % (Figure 7-10). Cette fonctionnalité peut donc être déclenchée à une fréquence très basse, de l’ordre du jour ou de la semaine en cas d’utilisation continue du circuit, et ce sera dorénavant notre manière de faire fonctionner ce circuit.

3.3.4.2 Mise sous tension.

Un autre problème a été résolu lors de la phase initiale. Ayant constaté des blocages inexpliqués de la partie numérique du circuit lors de la mise sous tension, nous avons mis au point une procédure qui place le circuit dans un état fonctionnel à chaque démarrage.

Procédure :

La mise sous tension contrôlée se fait comme suit : désactivation des signaux numériques, alimentation +12 V puis +5 V et réactivation des signaux numériques.

Une séquence de démarrage en deux phases est mise au point pour que le circuit s’initialise correctement :

• mise à l’état 1 du reset analogique de façon à forcer le niveau de la compensation d’offset

• mise en marche temporaire (quelques coups, uniquement au démarrage du circuit de façon à placer la ligne de base à son point milieu) de la compensation d’offset puis arrêt de l’horloge

Dans ces conditions, le circuit fonctionne sans compensation d’offset.

3.3.4.3 Couplage entre les voies.