Nouvelles interconnexions globales à haut débit pour la réalisation de microsystèmes communicants de type SIP.

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Submitted on 16 Jun 2010

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Nouvelles interconnexions globales à haut débit pour la réalisation de microsystèmes communicants de type SIP.

Yves Quéré, Pierre-Marie Martin, Thierry Le Gouguec, Denis Le Berre, Phillipe Rostaing, Koﬀi Clément Yao, Gilles Burel, Fabrice Huret

To cite this version:

Yves Quéré, Pierre-Marie Martin, Thierry Le Gouguec, Denis Le Berre, Phillipe Rostaing, et al..

Nouvelles interconnexions globales à haut débit pour la réalisation de microsystèmes communicants de type SIP.. 15èmes Journées Nationales Microondes, 23-24-25 Mai 2007 - Toulouse, May 2007, TOULOUSE, France. pp.5D19. �hal-00492756�

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15^èmes Journées Nationales Microondes 23-24-25 Mai 2007 Toulouse

15^èmes Journées Nationales Microondes, 23-24-25 Mai 2007 - Toulouse

Nouvelles interconnexions globales à haut débit pour la réalisation de microsystèmes communicants de

type SIP.

Yves Quéré, Pierre-Marie Martin, Thierry Le Gouguec, Denis Le Berre, Philippe Rostaing, Koffi Yao, Gilles Burel et Fabrice Huret.

Laboratoire d’Electronique et Systèmes de Télécommunications (LEST) UMR CNRS 6165, 6 avenue Victor Le Gorgeu CS 93837, 29238 Brest Cedex 3 France

yves.quere@univ-brest.fr Résumé :

Les microsystèmes intégrés sur puces (SoC) ou en boîtier (SiP) sont actuellement en plein essor et nécessitent le développement de nouvelles structures d’interconnexions reliant les différents blocs fonctionnels entre eux. Nous proposons dans ce papier l’étude du concept d’interconnexion RF par couplage capacitif qui est une solution intéressante pour remplacer les interconnexions classiques. Dans un premier temps nous décrivons le principe de cette technique et montrons à l’aide de simulations circuits de type ADS, la faisabilité de ce concept. Nous présentons ensuite la caractérisation d’un canal de type microruban, réalisée sous HFSS ainsi que son comportement dans le domaine temporel.

I. Introduction :

La réalisation de microsystèmes embarqués, intégrés sur puce ou en boîtier est actuellement un sujet d’étude en plein essor qui suscite de nos jours, le développement de programmes de recherches importants. Pour atteindre cet objectif, il est devenu nécessaire de proposer de nouvelles structures de propagation (ou interconnexions) reliant les différents blocs du système, tout en limitant les effets parasites induits par ces topologies [1] [2]. En effet, les limitations engendrées par les interconnexions classiques ne sont plus compatibles avec les nouvelles exigences et contraintes imposées par les technologies émergentes. Plusieurs voies de recherche sur ce sujet sont notamment présentées par l’ITRS (International Technology Roadmap for Semiconductor) [3]; citons par exemple les interconnexions optiques dans lesquelles l’information est véhiculée par des guides optiques et les interconnexions sans fil où l’information est cette fois transmise par voie hertzienne. Ces deux options sont jugées trop coûteuses. Nous proposons dans le cadre de ce projet de développer un concept innovant d’interconnexions « micro-ondes » et de l’évaluer par rapport aux autres solutions envisagées [4]. La mise en œuvre de techniques classiquement utilisées en télécommunications (accès multiples, étalement de spectre,…) doit nous permettre de compenser la « médiocrité » relative du canal de transmission.

II. Description du dispositif :

Cette technique doit, entre autre, nous permettre de remplacer les bus parallèles qui transportent l’information numérique par une seule ligne propageant des signaux RF. L’idée consiste à utiliser un couplage capacitif entre blocs numériques et une ligne hyperfréquence (RF) placée au niveau global (Figure 1).

Le couplage capacitif permet d’isoler la ligne RF du bruit basse fréquence. Sa présence nécessite bien évidement une technique de modulation afin d’assurer la propagation des signaux sur le canal hyperfréquence. Utiliser un tel couplage capacitif permet surtout d’assurer une liberté totale dans la configuration du dispositif. Le nombre de capacités, leur emplacement, sont des paramètres secondaires, qui ne vont pas influencer le comportement global de l’interconnexion RF, à condition, bien évidement, d’assurer l’adaptation des lignes d’accès à ces dites capacités. La ligne de propagation RF (le canal) est adaptée aux niveaux de ses deux extrémités. Ce dernier point semble important si nous utilisons une technique d’accès du type FDMA (cas de la figure 1). La mise en place d’un système CDMA pourrait nous permettre, certainement, de nous affranchir de ce problème d’adaptation. Il engendrerait cependant plus de complexité dans la mise en œuvre du système.

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Ligne RF (ZRF, β^RF)

Signal numérique d’entrée 1 LO1

ZRF

LO2

Signal numérique d’entrée2

…

Signal numérique sortie 1

Remise en forme des signaux Détecteur d’enveloppe

Remise en forme des signaux Signal numérique

sortie 2

…

LO2

LO1

Détecteur d’enveloppe

Fig. 1 – Principe de l’interconnexion RF.

Dans le cadre de ce travail nous démontrons la faisabilité de cette technique en considérant un cas extrêmement simple. Nous étudions la transmission de deux signaux numériques en prenant en compte une modulation d’amplitude ASK. Un codage de type FDMA est utilisé, chacun des signaux sera « porté » par une fréquence différente (Figure 1).

Le logiciel ADS d’Agilent nous permet de simuler ce système globalement. Le schéma de l’ensemble est présenté figure 2.

Bloc A Bloc B

Ligne unique Bus d’interconnexions

Bloc A Bloc B

Ligne unique Bus d’interconnexions

Vrecp1 Vrdemo1 Vs1

Vs2 Vrdemo2

Vrecp2 Vmod2

Vmod1 Vnum1

Vnum2

Vlignerf1

Modulateur ASK en technologie CMOS

Emetteur n1

Emetteur n2

Vlignerf2

Recepteur n1

Recepteur n2 Ligne RF

VAR VAR1

Cc=20 fF Zi=50 Zrf=100 EqnVar

TLINP TL18

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=17 GHz A=0.0001 K=2.1 L=50 um Z=Zi Ohm

LPF_Elliptic LPF1

Astop=40 dB Fstop=2.2 GHz Ripple=1 dB Fpass=1.5 GHz

R R12 R=50 Ohm R R11 R=50 Ohm

LPF_Elliptic LPF2

Astop=20 dB Fstop=2.2 GHz Ripple=1 dB Fpass=2 GHz

Tran Tran1 MaxTimeStep=0.5 psec StopTime=20.0 nsec

TRANSIENT

VtSine SRC4

Phase=0 Damping=0 Delay=0 nsec Freq=17 GHz Amplitude=1 V Vdc=0 V

VtSine SRC5

Phase=0 Damping=0 Delay=0 nsec Freq=30 GHz Amplitude=1 V Vdc=0 V TLINP

TL19

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=30 GHz A=0.0001 K=2.1 L=50 um Z=Zi Ohm TLINP

TL17

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=30 GHz A=0.0001 K=2.1 L=50 um Z=Zi Ohm TLINP TL16

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=17 GHz A=0.0001 K=2.1 L=50 um Z=Zi Ohm

VtSine SRC9

Phase=0 Damping=0 Delay=0 nsec Freq=30 GHz Amplitude=1 V Vdc=0 V VtSine SRC8

Phase=0 Damping=0 Delay=0 nsec Freq=17 GHz Amplitude=1 V Vdc=0 V VtBitSeq

SRC12

BitSeq="10111011100010"

Fall=50 psec Rise=50 psec Rate=1 GHz Vhigh=1 V Vlow=0 V t

VtBitSeq SRC13

BitSeq="10111010101010"

C C3 C=Cc

TLINP TL14

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=50 GHz A=0.0001 K=2.1 L=200 um Z=Zrf Ohm R R13 R=Zrf Ohm Mixer2

MIX4 ConvGain=dbpolar(0,0) SideBand=BOTH

C C1 C=Cc

Mixer2 MIX5 ConvGain=dbpolar(0,0) SideBand=BOTH

C C4

C=Cc Mixer2

MIX3 ConvGain=dbpolar(0,0) SideBand=BOTH C

C2

C=Cc Mixer2

TLINP TL13

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=50 GHz A=0.0001 K=2.1 L=200 um Z=Zrf Ohm R R14 R=Zrf Ohm TLINP

TL15

Sigma=0 TanM=0 Mur=1 TanD=0.002 F=50 GHz A=0.0001 K=2.1 L=1000 um Z=Zrf Ohm

VS1

Vnum1

VS2

Vnum2

Fig. 2 – Schéma utilisé pour la transmission de deux signaux.

L’efficacité de notre approche est démontrée par le biais de la figure 3. Les signaux numériques VS1 et VS2 récupérés en réception, même s’ils présentent des niveaux faibles (de l’ordre de la dizaine de millivolts), peuvent être détectés sans aucune difficulté après amplification. Le décalage temporel entre les signaux d’entrée (VNum1 et VNum2) et les signaux de sortie (VS1 et VS2) est principalement dû à un retard artificiel engendré par les modèles de multiplicateurs disponibles sous ADS. Cependant, cet exemple démontre également que nous sommes en mesure d’estimer les performances de nos systèmes par le biais du logiciel ADS (au temps de retard près).

Pour cette simulation, nous avons retenu les paramètres suivants : Fréquence oscillateur n°1 : 17GHz -Fréquence oscillateur n°2 : 30GHz - Capacité de couplage Cc=20fF - Impédance caractéristique de la ligne RF : 100Ω − Longueur de la ligne RF : Longueur totale : LRFTotal=1400µm, longueur entre les capacités LRF= 1000µm, longueur entre capacité et charge adaptée LRFadap=200µm - Impédance des lignes d’accès : 50Ω − Caractéristiques des filtres : Identiques sur les deux voies : filtre passe bas. F0 = 2GHz : Fstop=2.2GHz (20 dB).

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2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0.0 1.2

time, nsec

Vnum1, V

2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0.0 1.2

time, nsec

Vnum2, V

2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

0 5 10 15 20

-5 25

time, nsec

Vs1, mV

2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

-0 20 40 60 80 100

-20 120

time, nsec

Vs2, mV

Figure 3 : Signaux aux entrées et sorties de l’interconnexion globale.

III. Exemple de canal de transmission :

Le logiciel ADS nous permet de prendre en compte les propriétés physiques du canal. Dans le cadre de ce projet nous comparerons deux canaux. Le premier sera constitué d’une ligne microruban présentée figure 4 (exemple choisi pour illustrer ce papier). Le second sera une ligne coplanaire. Les propriétés électromagnétiques de ces canaux ne constitueront pas exclusivement les critères de sélection de ces dispositifs, il s’agira également d’étudier les problèmes de couplage et rayonnement parasites vers les autres éléments du circuit afin d’assurer la compatibilité électromagnétique interne du SiP. Il convient de noter à ce stade de l’exposé que nous incluons dans le canal de propagation, l’ensemble des capacités et lignes d’accès.

L’exemple choisi afin d’illustrer ce résumé est présenté figure 4. Les métallisations présentent une épaisseur de 1µm. La distance entre les deux capacités de couplage est égale à L=300µm. Les accès de la ligne RF sont adaptés (les ports sont terminés par l’impédance de la ligne RF). Nous présentons également figure 4 le paramètre de transmission de l’accès 1 vers l’accès 2 (Figure 3). Nous constatons une évolution du paramètre S12 similaire à celui d’un filtre passe haut. La présence des capacités explique cette évolution.

Fig. 4 – Interco RF de type microruban Substrat : H=2µm : SiO2 : εR=4 : La ligne RF est placée au dessus du substrat, les interconnexions sont placées à mi substrat.

Interconnexion RF : en Cu W=10 µm T=1 µm

S12(dB) Accès 2

Capacité de couplage Wc*Wc Wc=20 µm H=1µm

Interconnexion niveau n-1 Accès 1

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Nous avons intégré sous ADS, au travers des paramètres S, les caractéristiques de ce canal de transmission de façon à simuler le comportement de cette structure dans le contexte des interconnexions RF. Un exemple de résultat est présenté figure 6 où nous avons retenu une fréquence de modulation égale à 17 GHz. Le schéma du circuit simulé avec ADS est présenté figure 5.

Nous pouvons constater que, malgré la « médiocrité » du canal de transmission (coefficient de transmission S12<-20 dB sur toute la bande), les signaux récupérés en sortie de filtre sont parfaitement exploitables après amplification et remise en forme. Comme dans l’étude précédente, le décalage temporel entre les signaux d’entrée et de sortie, constaté figure 6 est dû aux modèles de multiplicateurs utilisés sous ADS.

Vnum

Vs Vdemod

Vmod2

Vmod1

VtBitSeq SRC3

BitSeq="1100111010101"

VtSine SRC2

Phase=0 Damping=0 Delay=0 nsec Freq=17 GHz Amplitude=1 V Vdc=0 V

R R3 R=150 Ohm

Tran Tran1 MaxTimeStep=1.0 psec StopTime=20.0 nsec

TRANSIENT LPF_Elliptic

LPF1

Astop=20 dB Fstop=2.2 GHz Ripple=1 dB Fpass=2 GHz Mixer2

Mixer2 MIX1 ConvGain=dbpolar(0,0) SideBand=BOTH

R R2 R=32 Ohm R

R1

R=32 Ohm S4P

SNP1

File="C:\users\thierry\JNM2007\LigneRF1.s4p"

4

1 2

3Ref

Figure 5 : Schéma utilisé pour illustrer l’influence du canal de transmission.

2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0

0.0 1.2

time, nsec

Vnum, V

2 4 6 8 10 12 14 16 18

0 20

0 5 10

-5 15

time, nsec

Vs, mV

Signal Numérique d'entrée Signal de sortie

Figure 6 : Signaux à l’entrée et à la sortie de l’interconnexion globale.

IV.Conclusion

L’objectif atteint de ce travail consistait à confirmer la faisabilité du concept d’interconnexion hyperfréquence pour la réalisation d’interconnexions globales à haut débit pour microsystèmes communicants du type SIP. Nous recherchons actuellement à maximaliser le dispositif. Cela nécessite d’une part une optimisation du canal de transmission, à savoir la ligne « hyperfréquence » (ligne coplanaire, ligne microruban, ligne suspendue,…) chargée par des capacités.

D’autre part, en estimant les capacités de transmission du système en fonction des solutions envisagées en termes de modulation et codage de l’information (FDMA, CDMA,…), nous rechercherons le meilleur compromis entre les débits autorisés et la complexité d’intégration du système correspondant. Une attention toute particulière sera portée sur les problèmes de CEM que pourrait induire l’implantation de la ligne de transmission RF au voisinage des blocs fonctionnels, numériques ou analogiques du système complet.

[1]

[2]

[3]

[4]

R. R. Tummala, “SOP: What Is It and Why? A New Microsystem-Integration Technology Paradigm-Moore's Law for System Integration of Miniaturized Convergent Systems of Next Decade,” IEEE Trans. On Advanced Packaging, vol. 27, no. 2, pp. 241-249, May 2004.

A. Deutsch, P. W. Coteus, and G. V. Kopscay, “On-chip wiring design challenges for gigahertz operation,” Proc. of IEEE, vol. 89, no. 4, pp. 529-555, April 2001.

International Technology Roadmap for Semiconductors (ITRS) 2001-2005.

M. Sun, and Y. P. Zhang, “Performance of Inter-Chip RF-Interconnect Using CPW, Capacitive Coupler, and UWB Tranceiver,” IEEE Trans. Microwave Theory & Tech, vol. 53, no. 9, pp. 2650-2655, Sept. 2005.