Antennes agiles pour la miniaturisation d’antenne large bande

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Submitted on 30 Aug 2018

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bande

Abdul Sattar Kaddour

To cite this version:

Abdul Sattar Kaddour. Antennes agiles pour la miniaturisation d’antenne large bande. Optique / photonique. Université Grenoble Alpes, 2018. Français. �NNT : 2018GREAT014�. �tel-01864562�

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DOCTEUR DE LA COMMUNAUTE UNIVERSITE

GRENOBLE ALPES

Spécialité : Optique et radiofréquences

Arrêté ministériel : 25 mai 2016

Présentée par

Abdul-Sattar KADDOUR

Thèse dirigée par Christophe DELAVEAUD et codirigée par Serge Bories

préparée au sein du Laboratoire d’Antenne, Propagation et

Couplage Inductif (LAPCI) du CEA-LETI dans l'École Doctorale EEATS

Antenne agile pour la

miniaturisation d’antenne large

bande

Thèse soutenue publiquement le 27 Février 2018, devant le jury composé de :

M., Tchanguiz Razban Haghighi

Professeur, Université de Nantes (IETR), Président

Mme, Anne-Claude Tarrot

Maître de Conférences HdR Université de Rennes 1 (IETR), Rapporteur

M., Jean-Yves Dauvignac

Professeur des universités, Université Nice Sophia Antipolis (LEAT), Rapporteur

M., Fabien Ndagijimana

Professeur des universités, Université Grenoble Alpes (IMEP), Examinateur

M. Christophe DELAVEAUD

Ingénieur HDR au CEA Grenoble, Directeur de thèse

M. Serge BORIES

Ingénieur de recherche au CEA Grenoble, Examinateur

M. Anthony Bellion

Ingénieur de recherche au CNES Toulouse, Examinateur

M. Davy GUIHARD

Ingénieur de recherche a ArianeGroup, Invité

M. ERIC MAROUBY

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Remerciements

J’adresse ici toute ma reconnaissance à mon directeur de thèse Christophe DELAVEAUD, chef du laboratoire d’antennes, propagation et couplage inductif (LAPCI) au CEA-LETI, pour m’avoir accepté de diriger mes recherches, m’avoir fait confiance durant la thèse et pour tous les précieux conseils qu’il a pu m’apporter.

Je remercie également mon encadrant, M. Serge BORIES, pour sa supervision, sa présence et ses conseils précieux tout le long de ma thèse. Je tiens à souligner la qualité de ses observations pertinentes et sa rigueur scientifique.

J’associe à ces remerciements M. Anthony Bellion, chef du service antennes au centre national d’études spatiales CNES, qui a également encadré mes travaux pendant ces trois années de thèse. Il a su me donner de précieux conseils sur le besoin et la conception d’antennes pour les applications spatiales.

Ce travail n’aurait été possible sans le financement du CNES et du CEA. Je les remercie pour la confiance qu’ils m’ont apportée.

Au CNES, je remercie grandement l’équipe de mesure d’antennes et plus particulièrement Lise Féat, qui ont caractérisés mes antennes UHF. Le partage de leur expérience m’a beaucoup appris, et je leur en suis très reconnaissant.

Au CEA, je tiens à remercier Monsieur Sébastien DAUVE chef du département DSYS (Département Systèmes) et Fabien CLERMIDY, chef du service STSF (Service Technologies Sans Fils) pour m’avoir accueillie durant ces trois années de thèse, de m’avoir permis de travailler dans de très bonnes conditions et enfin de m’avoir soutenue en mettant à ma disposition tous les moyens nécessaires au bon déroulement de ma thèse.

Je remercie également le professeur M. Tchanguiz Razban Haghighi d’avoir accepté de présider le jury. Il témoigne ainsi de la confiance qu’il place en mes travaux et m’honore par sa disponibilité. Je remercie également le professeur Fabien, Ndagijimana pour avoir accepté de siéger en qualité d’examinateur.

J’adresse ici mes plus vifs remerciements à messieurs Jean-Yves Dauvignac, Professeur à l’université Nice Sophia Antipolis (LEAT) et à madame Anne Claude TAROT, Maître de conférences à l’université de Rennes 1 (IETR) pour avoir accepté d’être les rapporteurs scientifiques de cette étude et m’avoir autorisé à soutenir ce travail.

Je remercie toute l’équipe du LAPCI pour l’ambiance sympathique. J’exprime toute ma gratitude à mes parents, pour leur soutien permanent et pour m’avoir « guidé sur la voie de la raison ». Mes amis pour me supporter en toute occasion.

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Table des Matières

Remerciements ... 1

Table des Matières ... 3

Liste des Figures ... 11

Liste des Tableaux ... 19

Introduction Générale ... 21

1 Collaboration ... 21

2 Contexte de l’étude ... 21

3 Objectif et contribution ... 23

4 Organisation du manuscrit ... 24

Chapitre I : Etat de l’art ... 27

Introduction ... 27

1 Antennes ultra large bande ... 27

1.1 Antennes ultra large bande classiques 27 1.1.1 Les antennes indépendantes de la fréquence 27 1.1.2 Les antennes élémentaires 30 1.2 Antennes complémentaires 31 1.2.1 Principe d’antenne complémentaire 31 1.2.2 Dipôle magnéto-électrique linéaire 32 1.2.3 Dipôles magnéto-électrique croisés 33 1.3 Antennes compactes large bande à polarisation circulaire 35 1.3.1 Monopôle replié couplé à une boucle en U 35 1.3.2 Monopôle triangulaire 36 1.4 Synthèse et conclusion 36 1.4.1 Conclusion 37 2 Techniques de miniaturisation ... 38

2.1 Introduction 38

2.2 Limites théoriques d’antennes miniatures large bande 38

2.2.1 Définition d’une Antenne Electriquement Petite (AEP) 38

2.2.2 Relation facteur de qualité et bande passante 39

2.2.3 Extension de la limite aux antennes ultra large bande 39

2.3 Modification de la géométrie 41

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2.3.2 Ajout d’une fente 41

2.3.3 Ajout d’éléments parasites 42

2.4 Miniaturisation par chargement par des matériaux 43

2.4.1 Matériaux diélectrique 43

2.4.2 Synthèse et Conclusion 44

3 Techniques d’agilité fréquentielle ... 45

3.1 Introduction 45 3.2 Critères de performances 45 3.2.1 L’excursion en fréquence (Tuning range TR) 45 3.2.2 Mode d’agilité 45 3.2.3 Autres critères de performance des techniques d’agilité fréquentielle 46 3.3 Techniques d’agilité fréquentielle 46 3.3.1 Modification des dimensions physiques de l’antenne 46 3.3.2 Modification des propriétés des matériaux 48 3.3.3 Intégration des dispositifs électroniques de commutation ou accordables 49 3.4 Synthèse et conclusion 55 4 Conclusion ... 56

5 Références ... 58

Chapitre II : Miniaturisation surfacique d’antenne dipôles magnéto-électriques croisés ... 61

Introduction ... 61

1 Présentation de l’antenne DMEC ... 61

1.1 CST Microwave studio 2015 61 1.2 Simulation de l’antenne DMEC 61 1.2.1 Mode de fonctionnement en double polarisation linéaire 62 1.2.2 Fonctionnement en mode polarisation circulaire 64 1.3 Etude paramétrique 66 1.3.1 Variation des dimensions des dipôles électriques 66 1.3.2 Variation de la hauteur de l’antenne 67 1.3.3 Influence des dimensions de la cavité et du plan de masse 68 1.4 Décomposition en modes sphériques de l’antenne DMEC 69 1.4.1 Expression du champ électrique 69 1.4.2 Dipôle électrique infinitésimal 70 1.4.3 Dipôle magnétique infinitésimal 70 1.4.4 Source de Huygens généralisée 71 1.4.5 Antenne DMEC classique 71 1.4.6 Conclusion 73 2 Miniaturisation par repliement géométrique des dipôles électriques ... 73

(10)

2.1 Influence de l’épaisseur des pavés métalliques verticaux 73

2.2 Miniaturisation surfacique 75

2.2.1 Observation des courants surfaciques 75

2.2.2 Evidement des brins des dipôles électriques 76

2.2.3 Ajout de repliement géométrique sur les dipôles électriques 78

2.3 Réalisation et caractérisation d’une antenne DMEC avec repliement des dipôles électriques83

2.3.1 Réalisation 83

2.3.2 Mesure en double polarisation linéaire 85

2.3.3 Mesure en polarisation circulaire 87

2.3.4 Réduction de la taille obtenue 90

3 Conclusion ... 91

Chapitre III : Miniaturisation en épaisseur d’antenne dipôles Magnéto-électriques croisés ... 93

Introduction ... 93

1 Miniaturisation par repliement géométrique des plaques verticales ... 93

1.1 Stratégie de miniaturisation 93 1.2 Description physique de l’antenne 93 1.3 Optimisation des dimensions du repliement 94 1.3.1 Variation de la profondeur wr pour hr=0 mm et er=2,5 mm 94 1.3.2 Variation de la largeur er pour hr=0mm et wr=8 mm 96 1.3.3 Variation de la position du repliement hr pour wr=8mm et er=3 mm 97 1.3.4 Conclusion 98 1.4 Réalisation et caractérisation du prototype compact par repliement géométrique 98 1.4.1 Réalisation 98 1.4.2 Mesure en double polarisation linéaire 100 1.4.3 Mesure en polarisation circulaire 103 1.5 Réduction de la taille obtenue 105 2 Miniaturisation de l’épaisseur par ajout d’une paire de charges capacitives ... 105

2.1 Démarche et stratégie de miniaturisation 106

2.2 Description physique de l’antenne 106

2.2.1 Circuit équivalent 106

2.2.2 Optimisation de la charge capacitive 107

2.2.3 Effet de la position de la charge 110

2.2.4 Effet de la résistance série de la charge capacitive 111

2.2.5 Conclusion 112

2.3 Réalisation et caractérisation du prototype 112

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2.3.2 Mesure en double polarisation linéaire 113

2.4 Réduction obtenue 118

3 Conclusion ... 118

Chapitre IV : Antenne compacte reconfigurable en fréquence en bande VHF ... 120

Introduction ... 120

1 Antenne DMEC compacte dans la bande VHF ... 120

1.1 Adaptation d’impédance 121 1.2 Rayonnement 121 2 Principe de reconfigurabilité fréquentielle en deux bandes ... 122

2.1 Adaptation d’impédance 123 2.2 Rayonnement 124 2.3 Conclusion 125 3 Agilité fréquentielle des dipôles électriques ... 126

3.1 Dipôles électriques avec éléments parasites 127 3.1.1 Effet sur l’adaptation d’impédance 127 3.1.2 Effet sur le rayonnement 127 3.1.3 Observation des courants surfaciques 128 3.2 Dipôle électrique reconfigurable par l’ajout des diodes PIN 128 3.2.1 Description de la structure 128 3.2.2 Modèle et caractérisation des diodes PIN 129 3.2.3 Effet de la résistance série Rs 129 3.2.4 Effet de la capacité Ct 130 3.2.5 Effet du nombre de diodes pin 131 3.3 Conclusion 133 4 Antenne DMEC reconfigurable en fréquence ... 133

4.1 Approche 133

4.2 Optimisation du dipôle électrique sur l’antenne DMEC 134

4.2.1 Optimisation de la largeur w du gap dans l’état 2 134

4.3 Ajout des diodes PIN sur les dipôles électriques 136

4.3.1 Effet de l’ajout des interrupteurs RF 137

4.3.2 Effet de la résistance série des diodes PIN 139

4.3.3 Conclusion 139

4.4 Reconfigurabilité fréquentielle des dipôles magnétiques 140

4.4.1 Principe 140

4.5 Agilité fréquentielle des sondes d’excitation 141

(12)

4.5.2 Rubans d’excitation sur substrat 142

4.5.3 Ajout des diodes Pin sur les rubans d’excitation 143

5 Circuit de polarisation des diodes PIN ... 143

5.1 Antenne DMEC reconfigurable avec circuit de polarisation des diodes Pin 144

5.1.1 Circuit de polarisation des diodes sur les dipôles électriques 145

5.1.2 Circuit de polarisation des diodes au bornes des charges capacitives 146

5.1.3 Circuit de polarisation des diodes sur les rubans d’excitations 147

5.2 Résultats 147 5.2.1 Adaptation d’impédance 147 5.2.2 Rayonnement 148 5.3 Synthèse 149 6 Conclusion ... 149 7 Références ... 151

Chapitre V : Réalisation et caractérisation expérimentale d’une antenne compacte dans la bande VHF152

Introduction ... 152

1 Description du prototype d’antenne VHF ... 152

1.1 Réalisations mécaniques des éléments du prototype 152

1.1.1 Plan réflecteur et cavité 153

1.1.2 Plaques verticales 154

1.1.3 Dipôles électriques et circuit de polarisation des interrupteurs 154

1.1.4 Rubans d’excitation 156

1.1.5 Support mécanique de l’antenne et système de fixation sur le mât de mesure 156

1.1.6 Montage des câbles de polarisation 157

2 Résultats de mesure ... 160

2.1 Mesure en double polarisation 161

2.1.1 Impédance d’entrée, taux d’onde stationnaire et isolation 161

2.1.2 Mesures du rayonnement 163

2.2 Mesure en polarisation circulaire 168

2.2.1 Gain réalisé 169

2.2.2 Diagrammes de rayonnement 170

2.2.3 Taux d’ellipticité 170

2.3 Comparaison sans et avec cavité 171

2.3.1 Gain réalisé dans l’axe et rapport avant/arrière 171

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Conclusion Générale ... 176

Annexe A ... 179

1 Dipôle électrique large bande dans l’air ... 179

2 Dipôle à proximité d’un plan réflecteur ... 179

3 Dipôle à proximité d’une cavité ... 180

Annexe B ... 182

Annexe C ... 183

1 Diagrammes de rayonnement en double polarisation Port 1 ... 183

3 Diagrammes de rayonnement en polarisation circulaire gauche ... 185

Annexe D ... 186

Annexe E ... 189

Annexe F ... 192

1 Introduction ... 192

2 Description physique ... 192

3 Mode de ligne de transmission... 192

4 Mode antenne ... 193

4.1 Expression de l’impédance d’entrée du dipôle avec court-circuit 193 5 Résultats ... 194

7 Référence Annexe F ... 196

Annexe I ... 197

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Annexe J ... 199

1 Introduction ... 199

2 Adaptation d’impédance ... 199

3 Rayonnement ... 199

Annexe K ... 201

1 Lignes de polarisation des diodes sur les dipôles électriques ... 201

1.1 Optimisation du nombre des ferrites sur les lignes DC 201 1.1.1 Adaptation d’impédance 201 1.1.2 Rayonnement 202 1.2 Amélioration des performances de l’antenne 203 2 Circuit de polarisation des diodes placées sur les dipôles magnétiques ... 203

2.1 Optimisation du nombre de ferrite 204 2.1.1 Adaptation 204 2.1.2 Rayonnement 204 3 Circuit de polarisation des diodes sur les rubans d’excitation ... 205

3.1 Optimisation du nombre de ferrite 206 3.1.1 Adaptation d’impédance 206 3.1.2 Rayonnement 206 Annexe L ... 208

1 Plan du montage du support métallique ... 208

Annexe M ... 209

1 Diagrammes de rayonnement en double polarisation : Etat ON ... 209

2 Diagrammes de rayonnement en double polarisation : Etat OFF ... 210

Annexe N ... 211

1 Caractérisation du coupleur hybride INOV IPP 7057 ... 211

2 Mesure d’adaptation d’impédance ... 211

Annexe O ... 213

1 Diagrammes de rayonnement en polarisation circulaire gauche : Etat ON ... 213

2 Diagrammes de rayonnement en polarisation circulaire gauche : Etat OFF ... 214

Résumé ... 215

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Liste des Figures

Figure I. 1 : Exemple de micro et nano satellites lancés dans l’année 2014 [3]. ... 22

Figure I. 2 : Illustration du satellite Pléiade. ... 22

Figure I. 3 : Antenne spirale logarithmique. ... 28

Figure I. 4 : Representation d’une antenne Vivaldi imprimée sur un substrat. ... 29

Figure I. 5 : Antenne dipôles log périodiques. ... 30

Figure I. 6 : Representation d’une antenne Biconique. ... 30

Figure I. 7 : Representation d’une antenne Bow-tie. ... 31

Figure I. 8 : Concept d’une antenne complémentaire. ... 31

Figure I. 9 : Exemple de structure d’une antenne complémenaire. ... 32

Figure I. 10 : Antenne dipôle magnéto-électrique. ... 32

Figure I. 11 : Circuit équivalent d’un dipôle magnéto-électrique simple [18]. ... 33

Figure I. 12 : Exemple d’antennes Magnéto-électrique à double polarisation (a) [19] (b) [20]. ... 34

Figure I. 13 : Circuit d’alimentation en polarisation circulaire pour l’antenne dipôles ME à double polarisation. ... 35

Figure I. 14 : (a) Monopôle replié couplé à une boule en U (b) Carte de courant. ... 36

Figure I. 15 : (a) Monopôle triangulaire (b) Carte de courants. ... 36

Figure I. 16 : Illustration d’une antenne avec la radiansphère. ... 38

Figure I. 17 : Facteur de qualité de rayonnement (Q) en fonction de la taille électrique (ka). ... 40

Figure I. 18 : Dipôle magnéto-electrique replié [30]. ... 41

Figure I. 19 : Dipôle magnéto-electrique à double repliement. ... 41

Figure I. 20 : Etude de la résonance d’une antenne mirco-ruban en fonction des dimensions des fentes. ... 42

Figure I. 21 : (a) Paramétres |𝑆11| d’antennes spirales miniature pour différentes architectures d’anneaux parasites, (b) Photographie de l’antenne VHF réalisée. ... 42

Figure I. 22 : Dipôle magnéto-electrique à double polarisation chargé avec un matériau diéléctrique, (a) Vue de haut (b) Vue de coté. ... 43

Figure I. 23 : Dipôle magnéto-electrique chargé par du méta-matériaux. (a) Vue 3D (b) Prototype. ... 44

Figure I. 24 : Illustration de l’agilité fréquentielle. ... 45

Figure I. 25 : Antenne microruban controlée par un actionneur pièzo-électrique. ... 47

Figure I. 26 : Antenne microruban controlée par rotation. ... 47

Figure I. 27 : Antenne PIFA agile en fréquence. ... 48

Figure I. 28 : Antenne microruban agile avec substrat ferroélectrique. ... 48

Figure I. 29 : Circuit équivalent d’une diode varicap polarisée en inverse. ... 49

Figure I. 30 : Antenne microruban agile avec diodes varicap... 49

Figure I. 31 : Antenne monopole chargée par une diode varactor. ... 50

Figure I. 32 : Dipole agile par l’introduction de deux diodes varactor. ... 50

Figure I. 33 : Antenne fente chargée par une diode varactor. ... 51

Figure I. 34 : Dipôle électrique avec diodes PIN. ... 51

Figure I. 35 : Dipôle Magnéto-électrique avec diodes PIN. ... 52

Figure I. 36 : Antenne fente avec diodes PIN. ... 53

Figure I. 37 : Exemples de composant MEMS RF. ... 53

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Figure I. 39 : Antenne fente chargée par des interrupteurs MEMS RF... 54

Figure I. 40 : Schéma de principe d’un DTC à 5 états. ... 55

Figure I. 41 : Antenne fente miniature chargée par un DTC. ... 55

Figure II. 1 : Géométrie de l’antenne DMEC, détail d’un élément (vue de dessous) et détails des rubans d’excitation. ... 62

Figure II. 2 : (a) Impédance d’entrée de l’antenne DMEC, (b) Taux d’onde stationnaire et isolation entre les ports... 63

Figure II. 3 : Diagrammes de gain réalisé (composante principale et croisée) simulés (a) f= 1,5 GHz, (b) f=3 GHz. ... 64

Figure II. 4 : (a) Gain réalisé simulé (b) Efficacité totale simulée. ... 64

Figure II. 5 : Schéma du diviseur de Wilkinson et déphaseur 90º connecté à l’antenne DMEC. ... 65

Figure II. 6 : (a) Impédance d’entrée (b) Coefficient de réflexion à l’entrée du diviseur de puissance. ... 65

Figure II. 7 : Efficacité totale, gain et taux d’ellipticité simulés dans la direction (θ=0º,φ=0º). ... 66

Figure II. 8 : Diagrammes de gain réalisé simulés dans le plan φ=0º et φ=90º (a) f=1,5 GHz, (b) f=3 GHz. ... 66

Figure II. 9 : Évolution de l’impédance d’entrée de l’antenne en fonction de la largeur L des brins des dipôles électriques Port 1. ... 67

Figure II. 10 : Évolution de l’impédance d’entrée de l’antenne en fonction de la hauteur H des plaques métalliques verticales. ... 67

Figure II. 11 : Effet de la variation des dimensions de la cavité et du plan de masse sur (a) Gain IEEE, (b) Rapport Avant/Arrière (c) Angle d’ouverture à-3dB, (d) Efficacité totale. ... 68

Figure II. 12 : Diagrammes de gain pour l’antenne DME simulés sur le Port 1 à 2,25 GHz (a) Cavité 110×110×36 mm3 (b) Plan réflecteur 110×110 mm2, (c) Plan réflecteur réduit à la même surface que les dipôles 60×60 mm2... 69

Figure II. 13 : (a) Dipôle électrique infinitésimale (b) Diagramme de directivité d’une source de Huygens généralisé, (c) Distribution de puissance sur les deux modes TE et TM en fonction de l'ordre n. ... 70

Figure II. 14 : (a) Dipôle magnétique infinitésimale (b) Diagramme de directivité d’une source de Huygens généralisé, (c) Distribution de puissance sur les deux modes TE et TM en fonction de l'ordre n. ... 71

Figure II. 15 : Diagramme de directivité d’une source de Huygens généralisé et distribution de puissance sur les deux modes TE et TM en fonction de l'ordre n. ... 71

Figure II. 16 : Illustration de la structure de l’antenne DMEC classique : (a) Dipôle électrique excité par le port 1 selon l’axe Z, (b) Dipôle électrique excité par le port 2 selon l’axe Z, ... 72

Figure II. 17 : Puissance rayonnée sur les deux modes TE (a), TM (b) en fonction de la fréquence. ... 72

Figure II. 18 : Diagramme de directivité de l’antenne DMEC et distribution de puissance sur les deux modes TE et TM en fonction de l'ordre n à 2,2 GHz. ... 73

Figure II. 19 : Plaques métalliques (a) pleines (b) évidées. ... 74

Figure II. 20 : Évolution de l’impédance d’entrée de l’antenne sur le port 1 en fonction de l’épaisseur des pavés métalliques. ... 74

Figure II. 21 : Évolution du taux d’onde stationnaire de l’antenne en fonction de l’épaisseur des pavés métalliques. ... 75

Figure II. 22 : Courants surfaciques sur la structure de l’antenne DMEC. ... 75

Figure II. 23 : Brins des dipôles électriques (a) Plein (b) Evidé. ... 76

Figure II. 24 : Distribution de courant pour différentes largeurs d’anneaux w lorsque le port 1 est excité. ... 76

Figure II. 25 : Évolution de l’impédance d’entrée de l’antenne sur le port 1 en fonction de la largeur w des anneaux. ... 77

Figure II. 26 : Évolution du taux d’onde stationnaire de l’antenne en fonction de la largeur w des anneaux. ... 77

Figure II. 27 : Comparaison des diagrammes de gain réalisé de l’antenne entre des dipôles pleins et des dipôles évidés avec w= 2 mm dans les plans ϕ=0° et ϕ=90° (a) f=1,5 GHz, (b) f=3 GHz. ... 78

Figure II. 28 : Comparaison de l’angle d’ouverture du taux d’ellipticité de l’antenne entre des dipôles pleines et des dipôles en forme d’anneau avec w= 2 mm. ... 78

Figure II. 29 : Comparaison de efficacité de rayonnement, Gain réalisé et taux d’ellipticité de l’antenne entre des dipôles pleins et des dipôles évidés avec w= 2 mm. ... 78

Figure II. 30 : Différentes configurations des brins du dipôle électrique Ant. (a) Anneau de 27×27 mm2 Ant. (b) Anneau de 18×18 mm2 Ant. (c) Anneau de 18×18 mm2 avec repliement vertical. ... 79

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Figure II. 31 : Impédance d’entrée de l’antenne DMEC avec des dipôles évidés sans et avec repliement (a) Partie réelle, (b)

Partie imaginaire. ... 79

Figure II. 32 : Taux d’onde stationnaire de l’antenne DMEC avec des dipôles évidés sans et avec repliement. ... 80

Figure II. 33 : Gain IEEE de l’antenne DME croisés avec des dipôles évidés sans et avec repliement. ... 80

Figure II. 34 : (a) Efficacité de rayonnement (b) Taux d’ellipticité. ... 81

Figure II. 35 : Différente configuration des brins du dipôle électrique Ant. (b) Anneau de 18×18 mm2 Ant. (c) Anneau de 18×18 mm2 avec repliement vertical de 10 mm Ant. (d) Anneau de 18×18 mm2 avec un repliement double. ... 81

Figure II. 36 : Impédance d’entrée de l’antenne DMEC avec des dipôles évidés sans et avec repliement (a) Partie réelle, (b) Partie imaginaire. ... 82

Figure II. 37 : Taux d’onde stationnaire de l’antenne DMEC avec des dipôles évidés sans et avec repliement. ... 82

Figure II. 38 : Gain IEEE de l’antenne DMEC avec des dipôles évidés sans et avec repliement. ... 83

Figure II. 39 : (a) Efficacité de rayonnement, (b) Taux d’ellipticité. ... 83

Figure II. 40 : Vue 3D du prototype de l’antenne simulée. ... 84

Figure II. 41 : Photographie du prototype réalisé. ... 85

Figure II. 42 : comparaison entre la simulation et la mesure (a) Impédances d’entrée (b) Taux d’onde stationnaire. ... 85

Figure II. 43 : Photographie du prototype dans la base de mesure Satimo du CNES. ... 86

Figure II. 44 : Comparaison entre la simulation et la mesure du (a) Gain réalisé dans la direction θ=0°, (b) Efficacité totale. 86 Figure II. 45 : Comparaison entre la simulation et la mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 et port 2 dans les deux plans φ=0° et φ=90° (a) f=1,7 GHz (b) f= 2,9 GHz. ... 87

Figure II. 46 : Photographie du coupleur hybride IPP7026. ... 88

Figure II. 47 : Pertes d’insertion (gauche) et déphasage (droite) du coupleur hybride IPP7026... 88

Figure II. 48 : Impédance d’entrée au coupleur hybride (gauche) et TOS (droite). ... 89

Figure II. 49 : Gain total réalisé dans l’axe θ=0° (gauche) et Efficacité totale (droite). ... 89

Figure II. 50 : comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plans ϕ=0° et ϕ=90° à 1,6 GHz (gauche) et 2,9 GHz (droite). ... 90

Figure II. 51 : Comparaison entre simulation et mesure des taux d’ellipticité dans l’axe, moyenné sur un angle 𝜃 = ±20° et 𝜃 = ±40° dans les deux plans ϕ=0° (gauche) et ϕ=90° (droite) en fonction de la fréquence... 90

Figure III. 1 : Géométrie de l’antenne DMEC modifiée, détail d’une plaque verticale repliée et détails des brins d’excitation. ... 94

Figure III. 2 : Partie réelle (gauche) et partie imaginaire (droite) de l’impédance d’entrée de l’antenne sur le port 1 pour différentes largeurs wr du repliement. ... 95

Figure III. 3 : TOS (gauche) et Gain réalisé (droite) sur le port 1 de l’antenne pour différente largeur wr du repliement. ... 95

Figure III. 4 : Courants surfaciques (valeur absolue) sur les plaques verticales repliés à 3,1 GHz. ... 96

Figure III. 5 : Partie réelle (gauche) et partie imaginaire (droite) de l’impédance d’entrée de l’antenne sur le port 1 pour différentes épaisseurs er du repliement. ... 96

Figure III. 6 : TOS (gauche) et Gain réalisé (droite) sur le port 1 de l’antenne pour différentes épaisseurs er du repliement. . 97

Figure III. 7 : Partie réelle (gauche) et partie imaginaire (droite) de l‘impédance d’entrée de l’antenne sur le port 1 pour différentes hauteurs hr du repliement. ... 97

Figure III. 8 : TOS (gauche) et Gain réalisé (droite) sur le port 1 de l’antenne pour différentes hauteurs hr du repliement. .... 98

Figure III. 9 : Prototype de l’antenne simulée (a) vue 3D de dessus, (b) vue latérale. ... 99

Figure III. 10 : (a) Vue 3D d’une plaque horizontale associée à une plaque verticale repliée (b) Détails des rubans d’excitation. ... 99

Figure III. 11 : Photographie du prototype réalisé. ... 100

Figure III. 12 : Comparaison entre la simulation et la mesure (a) Impédance d’entrée (b) Taux d’onde stationnaire. ... 100

Figure III. 13 : Photographie du dispositif sous test dans la chambre anéchoïde. ... 101

(19)

Figure III. 15 : Comparaison entre la simulation et la mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 et port 2 dans les

deux plan φ=0° et φ=90° (a) f=1,7 GHz (b) f= 3,2 GHz. ... 102

Figure III. 16 : Gain total réalisé dans l’axe θ=0° (gauche) et efficacité totale (droite). ... 103

Figure III. 17 : comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plans ϕ=0° et ϕ=90° à 1,7 GHz (gauche) et 3,2 GHz (droite). ... 104

Figure III. 18 : Comparaison entre simulation et mesure des taux d’ellipticité dans l’axe, moyennés sur un angle 𝜃 = ±20° et 𝜃 = ±40° dans les deux plans ϕ=0° (gauche) et ϕ=90° (droite) en fonction de la fréquence... 105

Figure III. 19 : Vue de l'antenne DMEC de hauteur 20 mm chargés par deux paires de charges capacitives. ... 106

Figure III. 20 : Circuit équivalent d’un dipôle magnéto-électrique avec charge capacitive Cp. ... 107

Figure III. 21 : Impédance d’entrée simulée pour différentes valeurs de charge capacitive sur le port 1 (gauche) Partie réelle, (droite) partie imaginaire. ... 107

Figure III. 22 : Taux d’onde stationnaire à l’entrée de l’antenne sur le port 1 (traits pleins) et le port 2 (traits pointillés) en fonction de la valeur de la charge Cp. ... 108

Figure III. 23 : Gain réalisé en polarisation circulaire en fonction de la fréquence pour différentes valeurs de la charge Cp. 109 Figure III. 24 : Taux d’ellipticité en fonction de la fréquence pour différentes valeurs de la charge Cp. ... 109

Figure III. 25 : Position de la charge capacitive sur la fente. ... 110

Figure III. 26 : Impédance d’entrée simulée en fonction de la position de la charge capacitive sur le port 1. ... 110

Figure III. 27 : Taux d’onde stationnaire simulée en fonction de la position de la charge capacitive. ... 111

Figure III. 28 : Efficacité totale en fonction de la fréquence pour plusieurs valeurs de la résistance série de la capacité. ... 112

Figure III. 29 : Vue 3D du prototype de l’antenne simulé ... 113

Figure III. 30 : Photographie de l’antenne réalisée. ... 113

Figure III. 31 : Comparaison entre la simulation et la mesure (a) Impédances d’entrée (b) Taux d’onde stationnaire. ... 114

Figure III. 32 : Photographie du prototype dans la base de mesure MVG. ... 114

Figure III. 33 : Comparaison entre la simulation et la mesure du (a) Gain réalisé dans la direction normale, (b) Efficacité totale. ... 115

Figure III. 34 : Comparaison entre la simulation et la mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 et port 2 dans les deux plans φ=0° et φ=90° (a) f=1,3 GHz (b) f= 3 GHz. ... 115

Figure III. 35 : Gain total réalisé dans l’axe θ=0° (gauche) et efficacité de totale (droite). ... 116

Figure III. 36 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plans ϕ=0° et ϕ=90° à 1,6 GHz (gauche) et 3 GHz (droite). ... 117

Figure III. 37 : Comparaison entre simulation et mesure des taux d’ellipticité dans l’axe, moyenné sur un angle 𝜃 = ±20° et 𝜃 = ±40° dans les deux plans ϕ=0° (gauche) et ϕ=90° (droite) en fonction de la fréquence... 118

Figure IV. 1 : Vue 3D de l’antenne de l’antenne DME miniature démarrant à 100 MHz. ... 121

Figure IV. 2 : TOS simulé sur le port 1 (traits pleins) et port 2 (traits pointillés) en fonction de la fréquence pour différentes valeurs de capacité. ... 121

Figure IV. 3 : Diagrammes de gain réalisé simulés dans le plan φ=0º et φ=90º (a) f=100 MHz, (b) f=200 MHz. ... 122

Figure IV. 4 : Taux d’ellipticité de l’antenne en fonction de la fréquence. ... 122

Figure IV. 5 : Vue 3D des deux configurations Etat 1 et Etat 2. ... 123

Figure IV. 6 : TOS simulés sur les 2 ports pour les deux configurations : Etat 1 (bleu) et Etat 2 (rouge). ... 124

Figure IV. 7 : Diagrammes de gain réalisé simulés dans le plan φ=0º et φ=90º dans l’état 1 (a) 100 MHz, (b) 200 MHz. .... 124

Figure IV. 8 : Diagrammes de gain réalisé simulés dans le plan φ=0º et φ=90º dans l’état 2 (a) 200 MHz, (b) 350 MHz. .... 125

Figure IV. 9 : Gain réalisé et taux d’ellipticité en fonction de la fréquence pour les deux états. ... 125

Figure IV. 10 : Géométrie des brins des dipôles électriques pour l’état 1 et l’état 2. ... 126

Figure IV. 11 : (a) Impédance d’entrée des deux états du dipôle électriques (a) Coefficient de réflexion |S11| associé. ... 126

Figure IV. 12 : Géométrie d’un brin du dipôle électrique avec son élément central (carré) et son élément parasite. ... 127

(20)

Figure IV. 14 : Gain réalisé dans l’axe en fonction de la valeur du gap w. ... 128

Figure IV. 15 : Cartes de courant pour w= 2 cm et w= 4 cm pour à la fréquence de résonance de l’antenne. ... 128

Figure IV. 16 : Géométrie d’un brin du dipôle électrique avec diode PIN-RF. ... 129

Figure IV. 17 : Modèle équivalent des diodes PIN : (a) Polarisation directe (états ON) et (b) Polarisation inverse (états OFF). ... 129

Figure IV. 18 : Impédance d’entrée (a) en fonction de la fréquence pour plusieurs valeurs Rs de la diode et coefficient de réflexion associé (b). ... 130

Figure IV. 19 : Gain réalisé en fonction de la valeur Rs de la diode. ... 130

Figure IV. 20 : Impédance d’entrée (a) en fonction de la valeur Ct de la diode et coefficient de réflexion associé (b). ... 131

Figure IV. 21 : Gain réalisé en fonction de la fréquence pour plusieurs valeurs de la capacité Ct. ... 131

Figure IV. 22 : Géométrie d’un brin du dipôle électrique en utilisant (a) 1 diode, (b) 2 diodes et (c) 3 diodes par interrupteur. ... 132

Figure IV. 23 : Impédance d’entrée et coefficient de réflexion |S11| en fonction du nombre de diodes PIN en série dans l’état ON (a) et dans l’état OFF (b). ... 132

Figure IV. 24 : Gain réalisé en fonction le nombre de diodes PIN en série dans l’état ON (a) et dans l’état OFF (b). ... 133

Figure IV. 25 : Géométrie de l’antenne DME dans l’état 2 avec un élément parasite sur les dipôles électriques. ... 134

Figure IV. 26 : Impédance d’entrée en fonction de la valeur du gap w (gauche) partie réelle, (droite) partie imaginaire. ... 135

Figure IV. 27 : Taux d’onde stationnaire en fonction de la valeur du gap w. ... 135

Figure IV. 28 : Gain réalisé en polarisation circulaire en fonction de la valeur du gap w. ... 136

Figure IV. 29 : Vue d’un brin du dipôle électrique connecté à l’élément parasite par une piste de largeur Lp avec six diodes Pin. ... 136

Figure IV. 30 : Vue des rubans d’excitation dans l’état 1 (gauche) et dans l’état 2 (droite), et ce pour les 2 ports (port 1 en haut, port 2 en bas). ... 137

Figure IV. 31 : Comparaison du taux d’onde stationnaire de l’antenne DMEC sans et avec diodes Pin sur les dipôles électriques. ... 138

Figure IV. 32 : Comparaisons du gain réalisé (a) et du taux d’ellipticité (b) sans et avec diodes Pin sur les dipôles électriques. ... 139

Figure IV. 33 : Gain réalisé à polarisation circulaire (a), efficacité totale (b). ... 139

Figure IV. 34 : Vue de l’antenne DMEC avec dipôle électrique et magnétique reconfigurable en fréquence... 140

Figure IV. 35 : Taux d’onde stationnaire simulé pour les deux états... 141

Figure IV. 36 : Comparaisons du gain réalisé (a) et du Taux d’ellipticité (b) Sans et avec dipôle magnétique reconfigurable ... 141

Figure IV. 37 : Géométrie de la sonde d’excitation reconfigurable. ... 142

Figure IV. 38 : Vue des sondes d’excitation sur substrat FR-4 pour les états 1 et 2. ... 142

Figure IV. 39 : Taux d’onde stationnaire simulé pour plusieurs configurations des rubans d’excitation (cuivre 16 mm, substrat FR-4 d’épaisseur 0,8 mm et 1,6 mm). ... 142

Figure IV. 40 : Vue de l’antenne DMEC reconfigurable, détails des rubans d’excitation reconfigurable. ... 143

Figure IV. 41 : Taux d’ondes stationnaire de l’antenne reconfigurable sur les deux états... 143

Figure IV. 42 : Schéma équivalent d’une ferrite en RF et en DC ... 144

Figure IV. 43 : Évolution de l’impédance aux bornes de la ferrite BLM18G en fonction de la fréquence (constructeur) ... 144

Figure IV. 44 : Vue 3D de l’antenne DMEC reconfigurable avec lignes de polarisation DC ... 145

Figure IV. 45 : Schéma du circuit de polarisation des trois interrupteurs en parallèle sur un seul brin du dipôle électrique .. 145

Figure IV. 46 : Vue 3D du circuit de polarisation des trois interrupteurs placés sur un brin du dipôle électrique ... 146

Figure IV. 47 : Schéma du circuit de polarisation d’une diode Pin aux bornes d’une charge capacitive... 146

Figure IV. 48 : Vue 3D du circuit de polarisation de deux diodes aux bornes d’une charge capacitive ... 146

(21)

Figure IV. 50 : Comparaison du taux d’onde stationnaire de l’antenne DME reconfigurable sans et avec lignes DC. ... 147

Figure IV. 51 : Comparaison sans et avec lignes DC du gain réalisé et taux d’ellipticité. ... 148

Figure IV. 52 : Diagramme de rayonnement de l’antenne DMEC reconfigurable en fréquence dans (a) l’état 1 à 100 MHz, 150 MHz, et 200 MHz et (b) l’état 2 à 250 MHz, 300 MHz et 350 MHz... 149

Figure V. 1 : Structure de base de l’antenne compacte agile en fréquence simulée en vue de son prototypage. ... 152

Figure V. 2 : Plan réflecteur et cavité. ... 153

Figure V. 3 : Photographie du montage des éléments du plan réflecteur et cavité. ... 153

Figure V. 4 : Photographie du montage de la cavité. ... 154

Figure V. 5 : Photographie de plaques verticales montées ensemble. ... 154

Figure V. 6 : (a) Dipôles électriques (b) Détails d’un brin du dipôle électrique imprimé sur la couche inférieure d’un circuit imprimé. ... 155

Figure V. 7 : (a) Dipôles électriques (b) Détails d’un brin du dipôle électrique imprimé sur la couche inférieure d’un PCB.156 Figure V. 8 : Détails du ruban d’excitation sur le port 1. ... 156

Figure V. 9 : Photographie du montage des rubans d’excitation. ... 156

Figure V. 10 : Illustration du support de l’antenne. ... 157

Figure V. 11 : Photographie de l’antenne VHF fixée sur le mât de mesure (vue arrière sans les derniers absorbants du mât). ... 157

Figure V. 12 : Schéma de polarisation électrique des diodes PIN sur l’antenne... 158

Figure V. 13 : Photographie du montage des fils de polarisation côté antenne. ... 158

Figure V. 14 : Photographie des trois alimentations. ... 159

Figure V. 15 : Schéma équivalent du circuit de polarisation des diodes sur les dipôles électriques. ... 159

Figure V. 16 : Schéma équivalent du circuit de polarisation des diodes sur les dipôles magnétiques (a) et sur les rubans d’excitation (b). ... 160

Figure V. 17 : Photographie de l’antenne compacte agile en bande VHF installée dans la chambre anéchoïde. ... 161

Figure V. 18 : Impédance d’entrée de l’antenne VHF sur [75MHz ; 400 MHz], Simulation VS Mesure sur l’état 1 (gauche) et l’état 2 (droit). ... 162

Figure V. 19 : Taux d’ondes stationnaire en entrée de l’antenne VHF sur [75MHz ; 400 MHz], Simulation VS Mesure sur les deux états... 162

Figure V. 20 : Isolation (|S21|) entre le port 1 et le port 2 de l’antenne VHF sur [75MHz ; 400 MHz], Simulation (trait plein) et Mesure (tirets) sur les deux états. ... 163

Figure V. 21 : Photographie de l’antenne VHF dans la chambre anéchoïde pour la mesure de diagrammes de rayonnement, l’antenne Log-périodique émettrice de mesure à droite. ... 164

Figure V. 22 : Illustration de la mesure des diagrammes de rayonnement : (a) rotation du moteur azimut pour θ allant de -180° à +-180°, b) rotation du moteur roll (règle le plan de coupe de l’antenne) pour φ allant de 0° à +165°. ... 164

Figure V. 23 : Gain total réalisé dans la direction θ=0° sur le port 1. ... 165

Figure V. 24 : Comparaison des diagrammes de rayonnement simulés et mesurés dans l’état ON sur le port 1. ... 166

Figure V. 25 : Comparaison des diagrammes de rayonnement simulés et mesurés dans l’état OFF sur le port 1. ... 167

Figure V. 26 : Comparaison des diagrammes de gain réalisé simulés (a) et mesurés (b) sur le port 1 dans le plan φ=0° en fonction de la fréquence dans l’état ON. ... 168

Figure V. 27 : Comparaison des diagrammes de gain réalisé simulés (a) et mesurés (b) sur le port 1 dans le plan φ=0° en fonction de la fréquence dans l’état OFF. ... 168

Figure V. 28: Photographie du coupleur hybride IPP7057. ... 169

Figure V. 29: Photographie du branchement du coupleur hybride IPP7057 à l’antenne de l’antenne VHF. ... 169

Figure V. 30 : Gain total réalisé en polarisation circulaire gauche dans la direction θ=0°. ... 169

Figure V. 31 : Diagrammes de rayonnement en polarisation circulaire gauche, comparaison Simulation /Mesure (a) état ON, (b) état OFF. ... 170

(22)

Figure V. 32 : Comparaison entre simulation et mesure des taux d’ellipticité dans l’axe, moyenné sur un angle 𝜃 = ±15° et 𝜃 = ±30° dans l’état ON (gauche) et l’état OFF (droite) en fonction de la fréquence. ... 171 Figure V. 33 : Photographie de l’antenne DMEC VHF sans cavité ... 171 Figure V. 34 : Comparaison entre simulation et mesure du gain réalisé en polarisation circulaire dans la direction θ=0° pour les configurations n°1 et n°2 dans l’état ON (gauche) et l’état OFF (droite) en fonction de la fréquence. ... 172 Figure V. 35 : Comparaison entre simulation et mesure du rapport avant/arrière pour les configurations avec cavité et sans cavité dans l’état ON (gauche) et l’état OFF (droite) en fonction de la fréquence. ... 172 Figure A. 1 : Dipôle électrique large bande en espace libre (gauche), évolution de l’impédance d’entrée d’un dipôle électrique en fonction du rapport L/W entre sa longueur est sa largeur (droite). ... 179 Figure A. 2 : dipôle électrique large bande dans l’aire (gauche) évolution de l’impédance d’entrée d’un dipôle électrique placé au-dessus d’un plan réflecteur en fonction de la hauteur h (droite). ... 180 Figure A. 3 : Evolution du gain IEEE d’un dipôle électrique placé au-dessus d’un plan réflecteur en fonction de la hauteur H. 180 Figure A. 4 : Dipôle électrique large bande placé au-dessus d’une cavité (gauche) évolution de l’impédance d’entrée d’un dipôle électrique en fonction de la hauteur de la cavité (droite). ... 181 Figure C. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 3 GHz. ... 183 Figure C. 2 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 2 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 3 GHz. ... 184 Figure C. 3 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 3 GHz. ... 185 Figure D. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 2 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 3 GHz. ... 186 Figure D. 2 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 3 GHz. ... 187 Figure D. 3 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 2,9 GHz. ... 188 Figure E. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 1 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,75 et 2,75 GHz. ... 189 Figure E. 2 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 2 dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,75 et 2,75 GHz. ... 190 Figure E. 3 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plan ϕ=0° sur plusieurs fréquences entre 1,9 et 2,9 GHz. ... 191 Figure F. 1 : (a) Géométrie de l’antenne, (b) mode de ligne de transmission et (c) mode antenne ... 192 Figure F. 2 : Approximation du mode antenne ... 193 Figure F. 3 : Impédance d’entrée du dipôle sans court-circuit ... 194 Figure F. 4 : Impédances d’entrées en fonction de la longueur électrique de l’antenne : (a) P=64 mm et (b) P=94 mm ... 195 Figure F. 5 : Coefficients de réflexion pour P=74 mm ... 195 Figure F. 6 : Erreur relative sur la fréquence de résonance (𝑓𝑟) du court-circuit ... 195 Figure J. 1 : Taux d’ondes stationnaire en fonction de la largeur w des pistes (a) état 1 (b) état 2. ... 199 Figure J. 2 : Gain réalisé en polarisation circulaire en fonction de la largeur Lp des pistes (a) état 1 (b) état 2. ... 200

Figure K. 1 : Vue des lignes de polarisation de diodes placées sur les dipôles électriques. ... 201 Figure K. 2 : Taux d’onde stationnaire en fonction du nombre de ferrites sur les lignes DC (a) état 1, (b) état 2. ... 202 Figure K. 3 : Gain réalisé en fonction du nombre de ferrites dans l’état 1 (a) et l’état 2 (b) ... 202 Figure K. 4 : Taux d’ellipticité dans l’axe OZ en fonction du nombre de ferrites dans l’état 1 (a) et l’état 2 (b) ... 203 Figure K. 5 : Vue de la position 2 des lignes de polarisation DC de diodes placées sur les dipôles électriques. ... 203 Figure K. 6 : Comparaison du taux d’ellipticité lorsque les lignes DC sont placées dans la position 1 et position 2. ... 203 Figure K. 7 : Vue des lignes de polarisation de diodes placées sur des dipôles magnétiques. ... 204

(23)

Figure K. 8 : Taux d’onde stationnaire en fonction du nombre de ferrites sur les lignes DC (a) état 1, (b) état 2. ... 204 Figure K. 9 : Gain réalisé en polarisation circulaire en fonction du nombre de ferrites sur les lignes DC (a) état 1, (b) état 2. ... 205 Figure K. 10 : Taux d’ellipticité en fonction du nombre de ferrite sur les lignes DC (a) état 1, (b) état 2... 205 Figure K. 11 : Vue de de la technique de polarisation des diodes pin sur les sondes d’excitation. ... 205 Figure K. 12 : Taux d’onde stationnaire en fonction du nombre de ferrites sur les lignes DC dans l’état 1. ... 206 Figure K. 13 : Gain réalisé en polarisation circulaire en fonction du nombre de ferrite sur les lignes DC dans l’état 1. ... 206 Figure K. 14 : Taux d’ellipticité en fonction du nombre de ferrite sur les lignes DC dans l’état 1... 207 Figure L. 1 : Plan du montage du support métallique. ... 208 Figure M. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 2 dans les deux plan ϕ=0° et ϕ=90° sur plusieurs fréquences entre 100 et 225 MHz dans l’état ON. ... 209 Figure M. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement sur le port 2 dans les deux plan ϕ=0° et ϕ=90° sur plusieurs fréquences entre 200 et 375 MHz dans l’état OFF. ... 210 Figure N. 1 : Pertes d’insertion (gauche) et déphasage (droite) du coupleur hybride IPP7057. ... 211 Figure N. 2 : Impédance d’entrée au niveau du coupleur hybride (gauche) et TOS (droite). ... 212 Figure O. 1 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plan ϕ=0° et plan

ϕ=90° sur plusieurs fréquences entre 125 et 225 MHz dans l’état OFF. ... 213 Figure O. 2 : Comparaison entre simulation et mesure des diagrammes de rayonnement dans les deux plan ϕ=0° et plan

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Liste des Tableaux

Tableau I. 1 : Cahier des charges ... 23 Tableau I. 2 : Tableau comparatif des antennes large bande ... 37 Tableau I. 3 : Tableau comparatif des techniques de miniaturisation ... 44 Tableau I. 4 : Tableau comparatif des techniques d’agilité fréquentielle ... 56 Tableau II. 1 : Dimensions de l’antenne dipôles magnéto-électriques croisés... 62 Tableau II. 2 : Récapitulatif des fréquences de résonances et bande passante des configurations étudiées. ... 80 Tableau II. 3 : Récapitulatif des fréquences de résonance et bande passante des configurations étudiées. ... 82 Tableau II. 4 : Dimensions du prototype d’antenne DMEC. ... 84 Tableau II. 5 : Comparaison simulation mesure de l’angle d’ouverture à -3 dB des diagrammes de rayonnement. ... 87 Tableau II. 6 : Branchement du coupleur hybride à l’entrée de l’antenne. ... 88 Tableau II. 7 : Comparaison bande passante et dimensions ... 91 Tableau III.1 : Dimensions de l’antenne dipôles magnéto-électriques croisés avec repliement sur les plaques verticales

métalliques. ... 94 Tableau III.2 : Dimensions du prototype d’antenne DMEC avec repliement sur les plaques verticales. ... 99 Tableau III.3 : Comparaison simulation mesure de l’angle d’ouverture à -3 dB des diagrammes de rayonnement en

polarisation linéaire. ... 102 Tableau III. 4 : Comparaison simulation mesure de l’angle d’ouverture à -3 dB des diagrammes de rayonnement à

polarisation circulaire. ... 104 Tableau III. 5 : Comparaison bande passante et dimensions ... 105 Tableau III.6 : Dimensions de l’antenne DMEC dont la hauteur est réduite à 20 mm avec charges capacitives. ... 106 Tableau III.7 : Récapitulatif des fréquences de résonances et bande passante des configurations étudiées. ... 108 Tableau III.8 : Récapitulatif des fréquences de fonctionnement maximales pour un taux d’ellipticité inférieur à 3dB. ... 109 Tableau III. 9 : Récapitulatif des fréquences de résonance et bande passante des configurations étudiées. ... 111 Tableau III.10 : Dimensions du prototype d’antenne DMEC chargé par deux paires de charges capacitives. ... 113 Tableau III.11 : Comparaison simulation mesure de l’angle d’ouverture à -3 dB des diagrammes de rayonnement. ... 116 Tableau III.12 : Comparaison simulation mesure de l’angle d’ouverture à -3 dB des diagrammes de rayonnement circulaires. . 117 Tableau III. 13 : Comparaison bande passante et dimensionnement ... 118 Tableau IV. 1 : Dimensions de l’antenne DME à 100 MHz ... 121 Tableau IV. 2 : Dimensions de l’antenne DMEC, à 100 MHz (Etat 1), non miniature à 200 MHz et à l’état 2 ... 123 Tableau IV. 3 : Résumé des performances de l’antenne dans l’état 1 et l’état 2... 125 Tableau IV. 4 : Valeurs du modèle à éléments discrets de la diode PIN. ... 129 Tableau IV. 5 : Comparaison des bandes passantes sans et avec diodes Pin sur les dipôles électriques ... 138 Tableau IV. 6 : Résumé des performances de l’antenne dans l’état 1 et l’état 2... 140 Tableau IV. 7 : Paramètres du circuit équivalent d’une ferrite en RF et en DC ... 144 Tableau IV. 8 : Résumé des performances de l’antenne dans l’état 1 et l’état 2... 149 Tableau V. 1 : Charte de couleur des câbles de polarisation ... 158

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Introduction Générale

1 Collaboration

Cette thèse a été effectuée au sein du Laboratoire d’Antenne, Propagation et Couplage Inductif (LAPCI) dans le Département Système (DSYS) au CEA-LETI sous la direction de Christophe Delaveaud. Les travaux ont été suivis par Serge Bories ingénieur de recherche au CEA-LETI et par Anthony Bellion ingénieur de recherche au CNES (Centre National d’Etudes Spatiales).

2 Contexte de l’étude

Depuis le premier lancement spatial en 1957, le développement des satellites est une activité stratégique extrêmement coûteuse. Initialement, la «course à l’espace » était un élément moteur efficace pour le développement des technologies de pointe. Comme chaque satellite était unique, il fallait de nombreuses années entre leur concept et leur mise en orbite, ce qui entrainait des coûts et un temps de fabrication important. Ce processus a donc limité l'accès à l'espace à seulement quelques nations (Etats Unis, Russie, France, Chine,..) ou agences civiles (NASA, ESA, …) qui disposent de budgets suffisamment importants.

Ces dernières années, le secteur spatial connait des évolutions rapides (nouveaux acteurs, nouvelles technologies) qui tendent à réduire le coût des applications télécom et d’observation via des satellites défilants de plus petite taille et produit en plus grande série (oneweb [1]). En effet, une des solutions permettant la réduction des coûts d’une manière significative est la réduction de la masse de la charge utile, du satellite et du coût de lancement. Les institutions disposant de budgets spatiaux importants sont également intéressés par la mise à disposition de petits satellites permettant d'assurer des missions ponctuelles et ciblées ne justifiant pas le lancement ou la mobilisation de "gros satellites". C’est pour cela qu’une nouvelle génération de satellites «plus petits, disponibles plus rapidement et moins chers» [2], capables de réaliser de nombreuses missions spatiales en complément des grands systèmes satellites conventionnels commencent à voir le jour. En effet, dans le domaine des communications par satellites commerciales, de nombreuses constellations de petits satellites (micro et nano satellite) ont été proposées et sont destinées à fournir une gamme de services globaux. Quelques exemples de ces satellites lancés durant l’année 2014 sont présentés dans la Figure I. 1.

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Figure I. 1 : Exemple de micro et nano satellites lancés dans l’année 2014 [3].

La conception d’une antenne de satellite dépend des exigences de la mission et ses contraintes deviennent de plus en plus complexes. Pour répondre à de nombreuses applications, les satellites emportent de nombreuses antennes dont les fonctions sont différentes et qui utilisent différentes bandes de fréquences comme le montre l’exemple du satellite « Pléiade » sur la Figure I. 2. L’objectif principal de ce satellite est l’observation de la terre et l’acquisition d’images à très hautes résolution [4]. Ce satellite fait partie de la classe des « large satellites » et son poids est de 980 kg. Aujourd’hui, le coût du lancement des satellites reste très élevé (10k€-20k€ par kg) et la réduction de encombrement et de la masse de la charge utile constitue un enjeu majeur.

Figure I. 2 : Illustration du satellite Pléiade.

Une des voies envisagées réside dans la réduction de la taille et du poids des antennes présentes à bord des satellites, en particulier en VHF-UHF, où la longueur d’onde implique des grandes tailles d’éléments rayonnants pour obtenir des performances adaptées aux besoins. Les antennes sont des dispositifs clés des systèmes de télécommunications dont les performances dépendent, entre autres, de leurs dimensions comparées à la longueur d’onde de fonctionnement. La généralisation des systèmes de communication sans fil intensifie les travaux dédiés à un problème apparu dès les premières

Communication Technologie Technologie Technologie Scientifique Observation de la terre Masse : 13 kg Lancé : 6/2014 Masse : 2 kg

Lancé : 6/2014 Masse : 6 kgLancé : 7/2014

Masse : 5 kg Lancé : 4/2014 Masse : 5 kg Lancé : 4/2014 Masse : 4 kg Lancé : 7/2014

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applications de transmission d’ondes électromagnétiques : la miniaturisation des antennes. La miniaturisation des antennes est un défi scientifique majeur qui confronte les concepteurs à des propriétés antinomiques vis-à-vis des lois fondamentales de l’électromagnétisme. Pour les applications spatiales, ce problème est encore plus critique compte tenu d’une part des contraintes de charge utile (masse, volume) sur les satellites et d’autre part des fréquences d’intérêt (VHF) conduisant à des antennes de plusieurs mètres. La miniaturisation des antennes large bande reste un défi scientifique et technique majeur pour ce type d’application.

L’objectif de cette thèse est donc de proposer de nouvelles pistes pour concevoir des antennes miniatures à très large bande passante en polarisation circulaire et relativement insensible au satellite (directivité du rayonnement). Une solution pouvant permettre de miniaturiser les antennes large bande consiste à combiner des techniques de miniaturisation classiques réputées bande étroite avec l’agilité en fréquence de manière à rendre l’antenne reconfigurable en fréquence. En effet, les techniques d’agilité en fréquence permettent d’envisager une miniaturisation de la structure rayonnante au prix d’une réduction de la bande passante qu’il convient d’accorder avec les bandes passantes instantanées des transmetteurs radiofréquence d’intérêt. Ces techniques permettent également d’assurer une meilleure stabilité des propriétés de rayonnement avec la fréquence. Cependant, de nombreux points durs restent à résoudre pour appliquer ces concepts, ils sont notamment liés à l’excursion de fréquence encore trop limitée pour les besoins spatiaux et l’introduction de composants reconfigurable à pertes à même la structure d’antenne.

3 Objectif et contribution

Dans ce travail de thèse, nous allons nous intéresser à la miniaturisation d’antennes large bande pour des applications spatiales à bord des satellites. Le cahier des charges fourni par le CNES est présenté dans le tableau ci-dessous, il oriente les concepts retenus des travaux sur un type d’antenne en particulier. Il permet de dimensionner les prototypes réalisés et caractérisés, en fonction des dimensions tolérées.

Tableau I. 1 : Cahier des charges

Caractéristique Spécification

Bande de fréquence Bandes VHF-UHF : Fréquence minimale 100 MHz.

Bande passante Excursion fréquentielle : 1 :6 (100 à 600 MHz) avec des

bande passante instantanées de 66,60% (une octave).

Taille Surface 50 cm × 50 cm, Hauteur 20 cm.

Polarisation Circulaire : Taux d’ellipticité <2dB.

Rayonnement Orienté dans le demi-espace.

Les bandes de fréquences d’étude ciblées sont la bande Très haute fréquence, ou Very High Frequency (VHF) et la bande ultra haute fréquence, ou Ultra High Frequency (UHF), ces deux bandes s’étendent de 30 à 3000 MHz. La bande passante instantanée souhaitée de l’antenne est fixée à 100 MHz, soit une octave (66,6%) aux fréquences basses. La longueur d’onde dans le vide associée à la fréquence de 100 MHz est de 3 m. Les dimensions d’antenne visées sont 0,5 m × 0,5 m de surface et une hauteur de 0,2 m ce qui correspond à une dimension de 0,16λ × 0,16λ × 0,07λ avec λ est la

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longueur d’onde à 100 MHz. Nous verrons dans l’état de l’art des antennes ultra large bande que ces dimensions sont difficiles à atteindre pour une adaptation d’impédance instantanée sur une octave. Le rayonnement de l’antenne doit être orienté dans le demi-espace avec une polarisation circulaire caractérisée par un taux d’ellipticité toujours inférieure à 2dB. L’angle d’ouverture doit être le plus large possible sur le demi-espace.

4 Organisation du manuscrit

Le travail se découpe en quatre parties :

Chapitre I : Etat de l’art

Dans le premier chapitre, les différentes techniques de miniaturisation et de reconfigurabilité fréquentielle existantes sont présentées afin d’identifier les solutions intéressantes pour notre étude. Avant de présenter ces techniques, nous verrons un état de l’art sur les antennes large bande. Nous essaierons de mettre en évidence les caractéristiques géométriques, les bandes passantes et les dimensions de ces antennes. Nous justifierons enfin le choix de l’intérêt porté pendant ces travaux pour les antennes de type dipôles magnéto-électriques croisés (DMEC).

Chapitre II : Miniaturisation surfacique d’antenne dipôles magnéto-électriques croisés

Le deuxième chapitre détaille le développement d’une technique de miniaturisation des dipôles magnéto-électriques croisés. Le repliement géométrique de la structure de l’antenne constitue une solution intéressante pour la réduction de taille des antennes. Une simulation des performances des dipôles magnéto-électriques sera tout d’abord présentée. Le comportement de l’antenne DMEC comme une source de Huygens sera démontré en utilisant la décomposition en mode sphérique. Puis chaque nouveau paramètre permettant la miniaturisation sera analysé. Un prototype ainsi qu’une analyse des performances de l’antenne miniaturisée seront présentés. Enfin, ces résultats de mesure seront comparés aux résultats de simulation et critiqués. Un bilan sur la réduction de fréquence minimale sera dressé, et des phénomènes physiques seront interprétés à partir des résultats de mesure de l’impédance d’entrée des antennes, des diagrammes de gain, et des taux d’ellipticité.

Chapitre III : Miniaturisation en épaisseur d’antenne dipôles Magnéto-électriques croisés

Le troisième chapitre détaille le développement de deux techniques de miniaturisations de l’épaisseur de l’antenne dipôles magnéto-électriques croisés. Le repliement géométrique de la structure de l’antenne ainsi qu’une méthode originale pour la miniaturisation de l’épaisseur de l’élément rayonnant par l’ajout d’une paire de charges capacitives sur les fentes (dipôles magnétique) de l’antenne seront présentées. Plusieurs prototypes ainsi qu’une analyse des performances de l’antenne miniaturisée seront présentés. Enfin, ces résultats de mesure seront comparés aux résultats de simulation et critiqués.

Chapitre IV : Antenne compacte reconfigurable en fréquence en bande VHF

Afin de répondre au mieux au cahier des charges, nous présentons dans le quatrième chapitre, une structure de dipôles magnéto-électrique croisés miniaturisée par chargement capacitif et agile en fréquence en incorporant des éléments actifs sur la structure de l’élément rayonnant. La solution d’agilité fréquentielle est tout d’abord détaillée. Elle consiste à reconfigurer trois sous parties de l’antenne : les dipôles électriques, les dipôles magnétiques et les sondes d’excitation via l’ajout des diodes PIN RF. La solution proposée consiste à décomposer géométriquement l’élément rayonnant

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avec l’ajout des diodes PIN RF. Une analyse du comportement et des performances de l’antenne est également détaillée.

Chapitre V : Réalisation et caractérisation expérimentale d’une antenne compacte dans la

bande VHF

Pour finir, le cinquième et dernier chapitre présentera l’antenne compacte reconfigurable en bande VHF réalisée et caractérisée. La géométrie et les caractéristiques mécaniques de l’antenne seront tout d’abord détaillées. Les contraintes techniques de réalisation seront explicitées. Puis, les configurations de mesure de l’impédance d’entrée et du taux d’onde stationnaire seront illustrées et justifiées. Les résultats de mesure comparés aux résultats de simulation seront ensuite présentés et critiqués.

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Chapitre I : Etat de l’art

Introduction

Ce chapitre est consacré à la présentation de l’étude sur les antennes Ultra large bande (ULB). Le cahier de charge présenté précédemment exige le développement d’une antenne large bande miniature avec un rayonnement unidirectionnel. La bande d’opération est entre 100 MHz et 600 MHz avec des bandes passantes instantanées d’une octave. Afin de positionner correctement la solution étudiée dans cette thèse, nous allons présenter les différentes antennes ULB existantes. Nous essaierons de mettre en évidence les caractéristiques géométriques, la bande passante et les dimensions de ces antennes. Dans un second temps, un état de l’art sur les limites de la miniaturisation des antennes ainsi que les techniques de miniaturisation des antennes ultra large bande sera également présentés dans cette thèse. Cette étude nous permettra d’identifier les techniques de miniaturisation les plus pertinentes afin de répondre au mieux au cahier des charges. La fin de ce chapitre sera consacrée à l’étude des techniques d’agilité fréquentielle qui existent dans la littérature. Cette étude nous permettra de classer les techniques utilisées selon leurs performances.

1 Antennes ultra large bande

Il est convenu de distinguer les antennes large bande des antennes ultra large bande sur un critère de la bande passante relative (BP_r) supérieure à 25% [5]. La formule de la bande passante relative est présentée ci-dessous (I. 1).

) /(

) (

2 f_max f_min f_max f_min

BP_r    _{(I. 1)}

Cette famille d’antennes est développée depuis les années 60 pour les applications d’émissions TV, radar de sol, CEM, technologies UWB, positionnement courte portée et imagerie micro-ondes. Dans cette partie, nous allons présenter l’état de l’art des différents types d’antennes ultra large bande connus : les antennes indépendantes de la fréquence (spirales, Vivaldi et log-périodiques) et les antennes élémentaires (biconiques, bowtie), les antennes complémentaires ainsi que quelques concepts originaux issus de publications récentes. Nous accorderons une attention particulière à la largeur de bande, la qualité de la polarisation circulaire ainsi qu’à l’encombrement de ces antennes, encombrements rapportés à la longueur d’onde (λfmin) de la fréquence basse de fonctionnement.

Finalement, nous conclurons par un tableau récapitulatif des caractéristiques de chacune des antennes présentées.

1.1 Antennes ultra large bande classiques

1.1.1 Les antennes indépendantes de la fréquence

Les antennes indépendantes de la fréquence présentent des caractéristiques radioélectriques (impédance d’entrée, diagramme de rayonnement, pureté de polarisation) théoriquement inchangées sur une bande passante d’adaptation infinie. Rumsey [6] en 1957 a établi la théorie des antennes indépendantes de la fréquence, ces antennes sont basées sur le principe suivant : si les dimensions d'une structure rayonnante sont diminuées d'un facteur α, seule sa fréquence de travail sera augmentée de ce facteur α, mais l'ensemble de ses caractéristiques restera inchangé. En partant de ce principe, si